Redresoare si stabilizatoare

Redresoare si stabilizatoare

1. Generalitati

Circuitele si aparatele electronice folosesc pe durata functionarii tensiuni continue de alimentare.

Aceste tensiuni pot fi folosite fie de la surse electrochimice (baterie, acumulatori, etc.) fie prin conversia energiei de curent alternativ a retelei de 220/50 Hz in energie de curent continuu cu ajutorul surselor de tensiune continua.

O sursa de tensiune continua (fig. 1a ) se compune dintr-un transformator,un redresor,un filtru si un stabilizator.

Transformatorul modifica tensiunea retelei la valoarea necesara pentru obtinerea tensiunii continue impuse si in plus realizeaza separarea galvanica intre retea si circuitul ce trebuie alimentat.

Redresorul e un circuit avand in compunere elemente de circuit neliniare (cu conductie unilaterala) care transforma tensiunea alternativa (cu componenta continua nula) de la intrare intr-o forma de unda avand componenta continua diferita de zero numita tensiune pulsatorie. Ca elemente de circuit cu conditie unilaterala se folosesc diodele cu vid,diode semiconductoare,tiristoare,etc.

Tensiunea pulsatorie u(t) de la iesirea redresorului este o tensiune periodica si deci poate fi dezvoltata in serie Fourier armonica:

unde este pulsatia fundamentala proportionala cu frecventa retelei de alimentare. Folosind valoarea primilor doi coeficienti U₀ si U₁ ai dezvoltarii se pot defini principalii indici de calitate ai unui redresor si anume factorul de ondula tie si randamentul.

Factorul de ondulatie se defineste ca raportul dintre amplitudinea componentei fundamentale si amplitudinea componentei continue:

Randamentul de redresare se defineste ca raport intre puterea de curent continuu furnizata in sarcina (puterea utila) si puterea P_r consumata de la retea:

Redresoarele se pot clasifica dupa mai multe criterii dintre care cele mai importante se prezinta in continuare:

Dupa tipul tensiunii redresate exista:

redresoare monofazate folosite pana la puteri de 1 kw

redresoare polifazate (de obicei trifazate) folosite la puteri mai mari

Dupa numarul de alternante ale curentului alternativ care sunt redresate pot fi:

- redresoare monoalternanta folosite in aplicatii nepretentioase de mica putere;

- redresoare bialternanta

Dupa posibilitatea controlului asupra tensiunii redresate exista:

- redresoare necomandate sau fixe;

- redresoare comandate sau reglabile.

Deoarece se folosesc pe scara larga in aparatura electronica, in continuare se vor analiza in mod deosebit redresoarele monofazate, bialternanta, necomandate.

Filtrul, numit uneori si de netezire, este destinat atenuarea componentelor cu frecventa diferita de 0 din spectrul tensiunii pulsatorii de la iesirea redresorului, astfel incat acesta sa se apropie ca forma cat mai mult de o tensiune continua.

Fig. 1

Pentru ca un circuit electronic sa functioneze la parametrii normali este necesar ca tensiunea sa de alimentare sa fie constanta.

Tensiunea redresata si filtrata este variabila in timp datorita :

- variatiilor tensiunii de retea ( tensiunea nominala de 220 V poate varia intre +10 % si -15 % );

- variatiilor sarcinii;

- variatiilor factorului de mediu ( temperatura, umiditate etc.)

De aceea, intre redresor si sarcina se conecteaza un circuit numit stabilizator destinat sa mentina constanta tensiunea la bornele sarcinii. Performantele unui stabilizator se apreciaza cu ajutorul unor parametri dintre care cei mai importanti se definesc in continuare.

Factorul de stabilizare in tensiune se defineste ca raportul dintre variatia relativa a tensiunii de retea si variatia relativa a tensiunii in sarcina atunci cand sarcina este constanta:

(4)

Factorul de stabilizare in raport cu sarcina este definit prin raportul dintre variatia relativa a rezistentelor de sarcina variatia relativa a tensiunii in sarcina atunci cand tensiunea de retea este constanta:

(5)

Un stabilizator este cu atat mai eficace cu cat acesti factori de stabilizare sunt mai mari.

Coeficientul de stabilizare se defineste ca fiind raportul dintre variatia tensiunii de retea si variatia tensiunii in sarcina atunci cand curentul in sarcina este constant:

(6)

Rezistenta interna a stabilizatorului se defineste ca fiind raportul dintre variatia tensiunii in sarcina si variatia curentului in sarcina atunci cand tensiunea de retea este constanta:

(7)

Un stabilizator este cu atat mai eficace cu cat are un coeficient de stabilizare mai mare si o rezistenta interna mai mica .

In functie de metoda de stabilizare folosita exista:

- stabilizatoare cu reactie: tensiunea se mentine constanta printr-un proces de reglare automata: bucla de reactie cuprinde un detector de eroare ce compara tensiunea de sarcina cu o tensiune de referinta si un amplificator de eroare care actioneaza asupra elementului de reglaj (dispozitiv cu rezistenta comandata in tensiune)

In functie de modul de conectare a elementului de reglaj, stabilizatoarele pot fi de tip serie (Fig. 2) sau de tip paralel (Fig.2b)

Drept surse de tensiune de referinta se folosesc in general stabilizatoare parametrice.

a    b

Fig. 2

In practica cele mai folosite sunt stabilizatoarele serie deoarece au un consum in gol mai mic, randament mai ridicat si stabilitate mai buna fata de cele de tip paralel.

In sfarsit in functie de actionare a elementului de reglaj exista:

- stabilizatoare lineare: la care elementul de reglaj functioneaza continuu:

- stabilizatoare in comutatie: la care elementul de reglaj functioneaza discontinuu (in regim de comutatie)

In functionarea unei surse de tensiune pot apare situatii nedorite ca de exemplu: suprasarcini, scurtcircuite, supratensiuni.

De aceea stabilizatoarele sunt prevazute in plus cu circuite speciale de protectie.

2 Redresoare

Cel mai simplu receptor monofazat a carui schema este reprezentata in Fig.3a este redresorul monoalternanta cu sarcina rezistiva. Tensiunea din secundarul transformatorului (Fig.3b) este armonica:

U(t)=Usinω₀t     (8)

Daca se neglijeaza rezistenta proprie a secundarului precum si rezistenta diodei D in stare de conductie si tensiunea de prag a acesteia, in sarcina se regasesc doar alternantele pozitive (Fig. 3c) ale tensiunii (8).Prin conventie pentru alternanta pozitiva polaritatile tensiunii u(t) nu sunt trecute in paranteze iar pentru alternanta negativa acestea sunt trecute in paranteze.

Pe durata acestora dioda conduce si deci tensiunea in sarcina este:

(9)

Relatia (9) defineste o tensiune periodica. In [4] se demonstreaza ca descompunerea in serie armonica a acesteia este data de relatia:

(10)

in care sinω₀t provine din cos(ω₀t-π/2).Comparand (10) si (1) se obtin coeficientii dezvoltarii:

(11)

Asa cum rezulta din (11) in sarcina, pe langa componenta continua apar si armonice de ordin superior, cea mai importanta fiind componenta de frecventa ω₀ (fundamentala).

Conform (2) factorul de ondulatie este in acest caz:

(12)

Valoarea supraunitara a factorului de ondulatie subliniaza calitatea slaba a redresarii monoalternanta, amplitudinea fundamentalei fiind mai mare decat componenta continua.

Din (11) se obtine puterea de curent continuu debitata in sarcina:

(13)

Puterea absorbita de la retea pe durata alternantei pozitive este:

(14)

Inlocuind (13) si (14) in (3) se obtine randamentul redresorului monoalternanta:

(15)

Tensiunea inversa maxima aplicata in alternanta negativa la bornele diodei D, aflata in stare de blocare este:

(16)

a    b

c

Fig. 3

Curentul direct maxim ce strabate dioda in stare de conductie este:

(17)

Relatiile (16)si (17) permit alegerea diodei functie de valorile maxime admisibile ale curentului si tensiunii pe perioada, specificate in cataloage. Imbunatatirea parametrilor (12) si (15) se poate realiza prin folosirea redresoarelor dubla alternanta. In Fig.4a este reprezentata schema unui astfel de redresor cu transformator cu priza mediana in secundar. Priza mediana din secundar asigura obtinerea a doua tensiuni de amplitudine U si defazate cu 180⁰ intre ele:

unde s-a tinut seama de (8).

Prin rezistenta de sarcina R_s, conectata intre punctul median al secundarului si punctul comun al catozilor diodelor D₁ si D₂, trece curentul i_s care produce in sarcina caderea de tensiune u_s.

Sensul lui i_s si polaritatea tensiunii u_s sunt cele indicate in figura atat pe durata alternantei pozitive, cand conduce dioda D₁, cat si pe durata alternantei negative, cand conduce dioda D₂.

Rezulta ca tensiunea in sarcina este:

(18)

si deci se obtine redresarea ambelor alternante (Fig.4b).

Pentru alternanta pozitiva a tensiunii din secundarul transformatorului, dioda D₂ este polarizata invers cu o tensiune data de diferenta dintre tensiunea pozitiva din catod, culeasa de pe R_s si tensiunea negativa aplicata pe anod de catre transformator.

Rezulta ca tensiunea inversa maxima suportata de diodele D₁ si D₂ este:

U_in=2U (19)

iar curentul direct maxim al diodelor este dat de (17).

Redresarea dubla alternanta se poate realiza folosind si montajul in punte din Fig. 4c.

a    b

c

Fig. 4

Pe durata alternantei pozitive conduc diodele D₁ si D₃ , pe durata alternantelor negative D₂ si D₄ sunt in conductie si deci sensul curentului si polaritatea tensiunii in sarcina se mentin asa cum se indica in Fig.4c pe durata ambelor alternante.

Daca se considera diodele ideale si rezistenta secundarului nula, tensiunea de sarcina este data si in acest caz tot de (18).

Rezulta ca cele doua redresoare vor avea factori de ondulatie si respectiv randamente egale.

Pentru determinarea acestor parametrii se realizeaza dezvoltarea in serie Fourier armonica data conform [4] de relatia:

(20)

Comparand (20)si (1) se obtin coeficientii dezvoltarii:

, n=1,2,3 . (21)

Fata de cazul redresarii monoalternanta (11) amplitudinea componentei continue este dubla iar armonica cea mai importanta are frecventa 2ω₀ (armonica a doua) si amplitudinea:

(22)

Conform (2), factorul de ondulatie este in acest caz:

(23)

Si spre deosebire de cazul redresorului monoalternanta (12), acesta este subunitar.

Puterea de curent continuu (utila) debitata in sarcina este:

(24)

Puterea absorbita de retea pe durata unei perioade complete este:

(25)

Inlocuind (24) si (25) in (3) se obtine :

(26)

deci randamentul redresorului dubla alternanta este dublu fata de cel al redresorului monoalternanta (15).

Valorile (23) si (26) indica superioritatea redresarii dubla alternanta fata de cea monoalternanta.

Pentru schema din Fig. 4c, pe durata alternantei pozitive, dioda D₂ de exemplu este polarizata invers cu tensiunea U (potentialul negativ se aplica pe anod si cel pozitiv pe catod prin D₁ aflata in conductie). Rezulta ca in acest caz tensiunea inversa maxima pe diode este data de (16) iar curentul direct maxim este dat de (17). In practica cele mai folosite sunt redresoarele in punte deoarece elimina necesitatea folosirii unui transformator cu priza mediana si cu un numar dublu de spire in secundar si in plus prezinta o tensiune inversa maxima pe diode de doua ori mai mica fata de cea a redresorului din Fig.4a.

Forma de unda obtinuta la iesirea redresorului dubla alternanta (Fig.4b) si mai ales cea de la iesirea redresorului monoalternanta nu sunt convenabile pentru alimentarea circuitelor electronice datorita armonicelor cu amplitudine mare continute.

Atenuarea acestor armonici se realizeaza cu ajutorul filtrelor de netezire conectate la iesirea redresorului. Filtrul cel mai folosit este filtrul capacitiv, sub forma sa cea mai simpla (redusa la un singur condensator), prezentat in Fig.5a pentru un redresor monoalternanta. In Fig.5b cu linie punctata este tensiunea in sarcina fara condensator iar cu linie continua aceiasi tensiune atunci cand in paralel cu R_s se conecteaza un condensator de capacitate mare astfel ca:

(27)

Unde T=2π/ω₀; ω₀ fiind frecventa retelei. Daca se respecta conditia (27) condensatorul se incarca rapid prin rezistenta foarte mica (practic nula) a diodei D aflata in conductie si se descarca lent prin rezistenta de sarcina de valoare mare.

Intre momentele t₁ si t₂ dioda d conduce (u > u_c) si condensatorul se incarca rapid pana la aproximativ valoarea U. Intre momentele t₁ si t₃ dioda se blocheaza (u < u_c) si condensatorul se descarca lent prin rezistenta de sarcina. Deoarece t₃ - t₁=T rezulta ca timpul de descarcare al condensatorului este:

si deci condensatorul se descarca cu:

(28)

a

b    c

Fig. 5

Daca se tine seama de (27) rezulta:

si relatia (28) devine:

(2.29)

Aceasta variatie de tensiune poate fi considerata ca reprezentand amplitudinea componentei alternative maxime, astfel ca inlocuind (29) si in (2) se obtine factorul de ondulati al redresorului monoalternanta cu condensator de filtrare:

(30)

Relatiile anterioare pot fi extinse si la redresoarele dubla alternanta cu condensatoare de filtraj daca se tine seama ca intr-o perioada T a tensiunii de retea condensatorul C se incarca si se descarca de doua ori. Astfel, daca in (29) se inlocuieste ω₀ cu 2 ω₀ si se tine seama ca , din (2) se obtine factorul de ondulatie al redresorului bialternanta:

(31)

Din (30) si (31) se observa ca factorul de ondulatie se reduce in cazul folosirii condensatorului de filtraj invers proportional cu valoare capacitatii si rezistentei de sarcina.

O atenuare si mai puternica a armonicelor din tensiunea redresata se obtine prin folosirea celulelor de filtrare trece jos in π. In Fig.5c este reprezentata schema unui redresor in punte la iesirea caruia s-a conectat o celula RC in π nesimetrica. Filtrul in π poate fi considerat ca fiind format dintr-un condensator de filtrare C₁ urmat de un divizor format din R si C₂. Daca se impune conditia atunci raportul de divizare este aproximativ .

Din (13)se obtine factorul de ondulatie pe condensatorul C₁:

de unde rezulta imediat factorul de ondulatie la iesirea filtrului in π:

In aceste relatii reactantele capacitive s-au calculat la frecventa 2ω₀ , deoarece din (21) rezulta ca aceasta este armonica cea mai importanta a tensiunii la iesirea redresorului dubla alternanta cu celule de filtrare in π. In final se obtine:

Pentru redresorul monoalternanta se procedeaza similar doar ca reactantele vor fi calculate la frecventa ω₀ . Intr-adevar din (11) rezulta ca cea mai importanta armonica este in acest caz fundamentala. Dezavantajul filtrului RC in π este pierderea de tensiune pe rezistenta R a filtrului. Acest dezavantaj este eliminat de filtrul LC in π la care rezistenta R se inlocuieste cu o impedanta L astfel ca .

In redresoarele realizate cu dispozitive semiconductoare aceasta solutie este rar folosita din considerente de spatiu cost ridicat. In unele aplicatii alimentarea sarcinii trebuie facuta la o tensiune mai mare decat cea obtinuta in secundarul transformatorului disponibil. In astfel de situatii se folosesc redresoare cu multiplicare de tensiune (dublare, triplare, etc.)

In Fig.6 sunt reprezentate schemele a doua redresoare cu dublare de tensiune care provin din redresorul dubla alternanta in punte (Fig.6a) si respectiv redresorul monoalternanta (Fig.6b).

a    b

Fig. 6

In cazul redresorului din Fig.6a, la alternanta pozitiva a tensiunii din secundar condensatorul C₁ se incarca prin dioda D₁ aflata in conductie pana la aproximativ valoarea maxima U.

La semialternanta negativa, C₂ se incarca prin D₂ aflata acum in conductie, conform polaritatii din Fig.6a, tot pana la aproximativ valoarea U. La bornele rezistentei de sarcina va apare deci o tensiune asemanatoare celei de la iesirea redresorului dubla alternanta cu condensator de filtraj (Fig.5c) dar avand amplitudinea maxima dubla 2U

Pentru redresorul din Fig.6b condensatorul C₁ se incarca in alternanta negativa prin dioda D₁ la tensiunea maxima U iar condensatorul C₂ se incarca in alternanta pozitiva prin dioda D₂ la aceiasi tensiune maxima astfel ca tensiunea maxima la bornele rezistentei de sarcina este 2U.

3 Stabilizatoare parametrice

Asa cum s-a aratat anterior stabilizatoarele parametrice folosesc proprietatea unor dispozitive electronice neliniare de a mentine, intr-un domeniu dat numit interval de stabilitate, o tensiune constanta la borne.

Pentru realizarea stabilizatoarelor parametrice de mica putere cel mai folosit element neliniar de acest tip este dioda Zenner. Aceasta dioda foloseste proprietatea jonctiunii pn puternic dopate fata de jonctiunea normala de a avea o tensiune inversa aproximativ constanta la borne atunci cand lucreaza in regim de strapungere. Caracteristica statica a diodei Zenner este prezentata in Fig.7a. Curentul invers al diodei este neglijabil pentru valori ale tensiunii inverse mai mici decat tensiunea de strapungere U_st dar prezinta o crestere abrupta dupa depasirea acestei valori datorita in principal multiplicarii in avalansa a purtatorilor si efectului Zenner de tunelare a jonctiunii de catre purtatori. Aceasta multiplicare in avalansa a curentului invers al diodei este echivalenta cu strapungerea electrica a jonctiunii. In zona de lucru dispusa intre a si c (Fig.7a) strapungerea electrica este un proces reversibil, deoarece nu apar efecte termice pronuntate. In punctul c caracteristica statica a diodei intersecteaza hiperbola puterii maxime disipate si datorita ambalarii termice ce apare dupa depasirea acestui punct strapungerea devine ireversibila (dioda se distruge).

Tensiunea U_ZN corespunzatoare punctului median b al zonei de lucru este indicata ca tensiune stabilizata nominala in cataloage.

Diodele Zenner puternic dopate se strapung in special prin efectul Zenner la tensiuni mici (U_st<6V). Deoarece tensiunea de strapungere scade in acest caz cu temperatura aceste diode au un coeficient de temperatura negativ. Diodele cu dopari mai reduse se strapung in special prin multiplicarea in avalansa la tensiuni mari (U_st>6V).

Tensiunea de strapungere creste in acest caz cu temperatura si aceste diode au un coeficient de temperatura pozitiv. Diodele Zenner uzuale se realizeaza pentru stabilizarea tensiunii intre 3 si 400V la puteri cuprinse intre 0,25 si 50W. Schema unui stabilizator cu dioda Zenner este reprezentata in Fig.7b unde U_r si I_r sunt tensiunea la borne si respectiv curentul debitat de redresor, iar U_z si I_z tensiunea la borne si curentul prin dioda Zenner.

a    b

c

Fig. 7

Din Fig.7a se observa ca efectul de stabilizare in tensiune a diodei Zenner se bazeaza pe faptul ca unei variatii mari a curentului prin dioda Δ_iz (corespunzatoare deplasarii din b` in b pe caracteristica statica) ii corespunde o variatie redusa a tensiunii la borne in jurul valorii nominale U_z. Rezulta ca stabilitatea tensiunii la bornele unei diode Zenner va fi cu atat mai buna cu cat rezistenta sa dinamica calculata in zona de strapungere reversibila:

(32)

va fi mai mica. In Fig.7c este reprezentata schema echivalenta in regim dinamic a stabilizatorului cu dioda Zenner. Aceasta schema se obtine prin inlocuirea diodei Zenner cu rezistenta sa dinamica (considerata constanta in zona de strapungere) si a marimilor variabile in timp cu variatiile lor (variatiile tensiunii si curentului in sarcina si sunt determinate de variatiile tensiunii de iesire a redresorului si variatia sarcinii ). Daca se considera curentul in sarcina constant () din Fig.7c rezulta ca variatia tensiunii in sarcina se obtine la iesirea divizorului ideal format din R si r_z la intrarea caruia se aplica astfel:

Tinand seama de (6) relatia de mai sus devine:

(33)

Coeficientul de stabilizare este cu atat mai mare cu cat rezistenta dinamica a diodei Zenner este mai mica si cu cat rezistenta R este mai mare. Cresterea prea mare a rezistentei R nu este recomandata deoarece se mareste puterea disipata inutil de ea, motiv pentru care R se mai numeste si rezistenta de balast. Alegerea diodei Zenner si a rezistentei R se face tinand seama ca variatia pozitiva a tensiunii redresate este 10% iar cea negativa 15% din valoarea nominala (variatiile tensiunii redresate preiau variatiile maxime ale tensiunii de retea).

Extremele tensiunii de intrare in stabilizator vor fi :

(34)

unde U_r este tensiunea redresata nominala, iar pentru valorile maxima si minima s-au folosit indicii M si m.

Pentru dimensionarea elementelor stabilizatorului se considera doua situatii extreme si anume:

- tensiunea la intrare este maxima U_rM si sarcina este deconectata

Stabilizatorul cu doua diode Zenner in serie din Fig.8.b permite obtinerea unei tensiuni stabilizate mai mari atunci cand nu se dispune de o dioda Zenner de tensiune mare, egala cu tensiunea impusa in sarcina. In sfarsit in Fig.8.c este reprezentat un circuit care se comporta la bornele A si B ca o dioda Zenner de aceea se numeste dioda Zenner simulata.

Fig.8

Procesul de stabilizare a tensiunii in Fig.7.a se bazeaza pe jocul de curenti dintre sarcina si dioda Zenner. Intr-adevar, de exemplu la cresterea tensiunii redresate creste curentul in sarcina si deci si tensiunea de la bornele diodei Zenner si asa cum se observa din Fig.7.a aceasta determina cresterea curentului prin dioda care preia astfel tendinta de crestere a curentului in sarcina.

In Fig.8.c curentul de divizor se alege mult mai mare decat , uzual astfel ca tensiunea in baza tranzistorului T sa fie:

iar tensiunea baza - emitor:

unde U_z este tensiunea nominala la bornele diodei Zenner simulate. Astfel cresterea tensiunii in sarcina, creste conectata la bornele A si B, determina cresterea tensiunii U_BE, tranzistorul T se deschide mai puternic si cresterea curentului in sarcina este preluata de cresterea curentului de colector. Din analiza comparativa a Fig.urilor 8.c si 2.b rezulta ca dioda Zenner simulata este de fapt un stabilizator cu reactie de tip ::::::::::: fara amplificator de eroare, al carui element de reglaj sete tranzistorul T iar elementul de referinta este dioda Zenner D.

4. Stabilizatoare cu reactie

Asa cum s-a aratat si in paragraful 1 datorita performantelor superioare, dintre stabilizatoarele cu reactie cele mai folosite sunt cele de tip serie. La acest tip de stabilizatoare (Fig.2a) elementul de reglaj (de obicei un tranzistor) este conectat in serie cu rezistenta de sarcina.

Mecanismul de reglaj este urmatorul: o tendinta de variatie intr-un anumit sens a tensiunii de sarcina U_S (crestere sau reducere) atrage dupa sine prin intermediul buclei de reactie o variatie in acelasi sens a caderii de tensiune pe elementul de reglaj. Tensiunea de iesire este egala cu diferenta dintre tensiunea de intrare si tensiunea de p elementul de reglaj astfel ca tensiunea in sarcina revine spre valoarea initiala. De exemplu daca tensiunea de sarcina tinde sa creasca datorita cresterii tensiunii redresate U_R sau datorita scaderii sarcinii, tensiunea de comanda rezultata in urma comparatiei dintre tensiunea de sarcina si tensiunea de referinta si amplificata de amplificatorul de eroare determina cresterea tensiunii pe elementul de reglaj si deci scaderea tensiunii in sarcina.

Cea mai simpla schema a unui stabilizator serie este reprezentata in Fig.9a. In aceasta schema tensiunea de referinta este furnizata de stabilizatorul parametric format din rezistenta R si dioda Zenner D, tranzistorul T este elementul de reglaj serie, rolul comparatorului este jucat de jonctiunea baza - emitor a lui T iar amplificatorul de eroare lipseste. Tensiunea de eroare este tensiunea baza - emitor a tranzistorului T si anume:

Cresterea de exemplu a tensiunii in sarcina determina scaderea tensiunii U_BE, tranzistorul T tinde spre blocare si tensiunea U_CE a sa creste, deci in final tensiunea in sarcina:

va scadea la valoarea initiala.

Fig.9

Curentul prin rezistenta de balast R este:

(39)

unde s-a tinut cont ca intre curentul de colector aproximativ egal cu i_S si curentul de baza al tranzistorului T exista relatia , in care h_21e este factorul de transfer in curent al tranzistorului in montaj emitor comun.

Pentru stabilizatorul parametric format din dioda Zenner D si rezistenta R se poate scrie relatia:

(40)

deoarece conform (38) diferenta U_Z-U_S este neglijabila (tensiunea de aproximativ 0,7V a unei jonctiuni pn polarizate diferit).

In regim dinamic (40) devine:

iar din (39) se obtine:

(41)

In (41) s-a considerat ca dioda Zenner este inlocuita de rezistenta sa dinamica si s-a exprimat din (32). Inlocuind (41) in (40) rezulta:

    (42)

relatia ce permite determinarea coeficientului de stabilizare pentru stabilizatorul serie Fig.9a.

Intr-adevar din (42) pentru un curent de sarcina constant () se obtine:

(43)

Comparand (43) cu (33) se constata ca stabilizatorul serie nu imbunatateste coeficientul de stabilitate al stabilizatorului parametric in schimb permite un curent de sarcina mai mare, iar dioda Zenner lucreaza in conditii mai usoare deoarece preia variatiile lui i_B si nu ale lui i_S.

Montajul din Fig.9a poate fi considerat si ca un receptor pe emitor care se produce la iesire tensiunea constanta U_Z aplicata la intrare. Alegerea tranzistorului de reglaj T se face plecand de la situatiile limita (Fig.9b) pentru care se pot scrie relatiile:

    (44)

unde s-a tinut cont de(34).

Daca in (44) se elimina U_r intre cele doua relatii se poate obtine tensiunea maxima pe tranzistor.

(45)

In (45) valorile extreme U_SM si U_Sm sunt date initiale iar pentru tranzistorele de medie si mare putere tensiunea colector - emitor minima U_Tm se alege intre 1 si 4V.

Cunoscand curentul de colector maxim, aproximativ egal cu I_SM si tensiunea colector - emitor maxima U_TM data de (45), din cataloage poate fi ales tranzistorul care poate indeplini rolul de element de reglaj.

Plecand de la relatia (40) rezulta :

    (46)

Inlocuind (39) in (46) se obtine relatia de dimensionare a rezistentei de balast:

(47)

Intr-adevar plecand de la (47) rezulta valorile extreme:

(48)

care permit alegerea convenabila a rezistentei R.

In (48) s-a presupus ca tensiunea la bornele diodei Zenner si factorul de transfer direct in curent al tranzistorului sunt marimi relativ constante.

Pentru a mari factorul de stabilitate (43) se realizeaza stabilizatoare cu reactie de tip serie avand si amplificator de eroare.

In Fig.10 este prezenta schema unui astfel de stabilizator in care amplificarea semnalului de eroare este realizata cu ajutorul unui amplificator operational.

Asa cum s-a aratat in paragraful 6.2, amplificatorul operational are o amplificare A de ordinul sutelor de mii, o intrare neinversoare notata cu (+) si o intrare inversoare notata cu (-) iar tensiunea de iesire u₀ este:

    (49)

La intrarea neinversoare se aplica tensiunea de referinta U_ref obtinuta la iesirea stabilizatorului parametric format din rezistenta de balast R si dioda Zenner D deci:

    (50)

La intrarea inversoare se aplica, prin intermediul divizorului format din R₁ si R₂, tensiunea:

(51)

Relatia (51) este justificata de faptul ca rezistenta de intrare a amplificatorului operational este de ordinul MΩ si curentii celor doua intrari sunt neglijabili:

Fig.10

Din Fig.10a rezulta ca:

(52)

Inlocuind (50) si (51) in (49ti egaland astfel ecuatia cu membrul drept al relatiei (52) se obtine:

de unde se poate exprima tensiunea de la intrarea stabilizatorului:

si daca se tine seama ca A este foarte mare: (53)

Relatia (53) indica faptul ca tensiunea in sarcina este proportionala cu tensiunea de referinta si nu depinde de tensiunea de referinta u_r. Factorul de proportionalitate 1 + R₂ / R₁ este conform (6.16) chiar amplificarea pentru amplificatorul neinversor realizat cu amplificator operational in montaj cu reactie negativa prin circuitul de reactie format din R₁ si R₂ (pentru tensiunea U₀ tranzistorul T este in montaj de repetor pe emitor si amplificarea sa in tensiune este aproximativ unitara).

Deoarece U_ref este aproximativ constanta din (53) rezulta casi9 tensiunea in sarcina este constanta.

In [2] se demonstreaza ca pentru stabilizatorul serie cu amplificator de eroare din Fig.10a coeficientul de stabilizare este:

    (54)

unde h ₂₂ este admitanta de iesire a tranzistorului T in montaj emitor - comun. Stabilizarea obtinuta este cu atat mai buna cu cat amplificarea in bucla deschisa (fara reactie) a amplificatorului operational este mai mare.

Deoarece in cazul stabilizatoarelor serie tranzistorul folosit ca element de reglaj este parcurs de curentul de sarcina acesta . . . . .. in caz de suprasarcina (rezistenta de sarcina foarte mica) sau scurtcircuit. Pentru preveni aceasta situatie stabilizatoarele sunt echipate cu circuite de protectie.

In Fig.10b este redat un circuit simplu care protejeaza tranzistorul T impotriva suprasarcinii si scurtcircuitului prin limitarea curentului de sarcina. Intre tranzistorul serie si sarcina se intercaleaza o rezistenta R₀ cu valoare de fractiuni de ohmi (de obicei bobina) iar intre baza lui T si sarcina se conecteaza doua sau mai multe diode, functie de valoarea curentului de sarcina maxim admis I_sn.

Cata vreme curentul prin tranzistor, aproximativ egal cu curentul prin sarcina e redus, diodele D₁ si D₂ sunt blocate. Cand acestea depasesc valoarea limita I_lim, diodele D₁ si D₂ se deschid si mentin o tensiune constanta intre punctele Asi B deci si curentul prin tranzistor si prin sarcina este limitat (pentru schema din Fig.10b aceasta tensiune este dublul tensiunii de prag a jonctiunii pn). Pentru reducerea rezistentei R₀ se tine cont ca:

unde U_p este tensiunea de prag de deschidere a diodei. Rezulta ca:

    (55)

In Fig.10c este reprezentata cu o linie continua variatia tensiunii in sarcina functie de curentul in sarcina pentru acest tip de protectie, numita si caracteristica externa a stabilizatorului.

In caz de scurtcircuit in sarcina intreaga tensiunea de la iesirea redresorului cade pe tranzistorul serie si curentul de scurtcircuit va fi suma dintre I_SM prin tranzistor si curentul prin diode:

    (56)

Rezistenta R₁ este destinata ca sa limiteze curentul prin diodele D₁ si D₂ in caz de scurtcircuit la iesire:

    (57)

unde I_DM este curentul direct maxim admis prin D₁ si D₂.

Dupa ce din (57) s-a determinat R₁ curentul limita I_lim se obtine din (56) cu conditia . Curentul maxim admis prin tranzistor I_TM este dat in catalog.

In Fig.10c cu linie punctata este reprezentata caracteristica externa a unui stabilizator ideal a carui tensiune in sarcina se mentine constanta indiferent de curentul de sarcina pentru iar pentru limitarea este neta.

Circuitul din Fig.10b protejeaza deci tranzistorul serie impotriva distrugerii acestuia in cazul in care curentul prin el depaseste valoarea maxim admisa I_TM. Totusi daca tranzistorul serie functioneaza timp indelungat la acest curent limita (suprasarcina sau scurtcircuitul persista) el se poate distruge prin ambalare termica.

Circuitul din Fig. 11a realizeaza protectia tranzistorului serie atat la suprasarcina (scurtcircuit) cat si la depasirea puterii disipate maxime a acestuia circuitul intra in functiune cand curentul prin tranzistor depaseste valoarea limita I_lim. Daca in Fig. 11a se exprima tensiunea intre baza lui T₁ si masa folosind doua trasee diferite rezulta:

de unde se obtine:

    (58)

Punand in (58) conditia U_s=0 se obtine curentul de scurtcircuit:

    (59)

Comparand (58) si (59) rezulta ca I_SC<I_lim si deci tranzistorul serie e. protejat si la ambalarea termica. Circuitul de protectie asigura dupa depasirea curentului cat si a tensiunii in sarcina. Caracteristica externa astfel obtinuta este reprezentata in Fig.11b. Datorita alurii caracteristicii externe astfel obtinuta este reprezentata in Fig. 11a se mai numeste circuit de limitare a curentului de sarcina cu intoarcerea caracteristicii.