Caracteristicile canalelor de comunicatie

"Totul se-ncepea din aceasta-mplinire

Speranta era mai deasa decat lumina"

Nichita Stanescu

1. Consideratii generale

In cele ce urmeaza se intelege prin canal de comunicatie portiunea din sistemul de comunicatie (fig.1.2) care urmeaza dupa modulator si care precede demodulatorul. Aceasta implica, in plus fata de mediul fizic in care se propaga semnalul, o serie de echipamente hardware (adaptoare, egalizatoare, amplificatoare, repetoare, s.a.) care pot produce perturbatii suplimentare fata de cele datorate mediului de transmitere.

Un canal "ideal" din punct de vedere al transmiterii unui semnal electric, considerat de exemplu o tensiune , ar trebui sa aiba o functie de transfer liniara, astfel incat la iesirea semnalului

Deci:

(1)

in care si pentru orice functie din banda semnalului.

Aceste caracteristici ideale nu se intalnesc in practica. Apar neliniaritati, atenuari si distorsiuni de faza care pot uneori afecta definitiv forma semnalului. O alta problema serioasa o constituie fenomenele de interferenta datorate transmisiei simultane a mai multor semnale utile pe acelasi suport.

Aspectele legate de aceste tipuri de perturbatii, care deriva din echipament sau din procedura de transmisie (de ex. tipul de modulatie) vor fi aprofundate in capitolul urmator.

Problema cea mai serioasa in transmiterea datelor pe canale ramane totusi cea a zgomotelor datorate mediului fizic. In functie de acest mediu se pot deosebi mai multe categorii de canale de comunicatie, dintre care cele esentiale sunt:

Circuite (linii) fizice independente

Este categoria cea mai larga de canale in care se intalnesc numeroase tipuri constructive, pe care le mentionam succint, comparandu-le doar prin capacitatea de a realiza un anume numar de legaturi bidirectionale de tip legatura telefonica, urmand a fi abordate in detaliu in subcapitolele urmatoare:

pereche de fire libere (sarme) de cupru sau aliaje; o astfel de pereche permite crearea a pana la 24 canale telefonice;

pereche torsadata de fire, in care firele sunt izolate si impletite cu scopul de a reduce interferenta;

cablu telefonic, continand mai multe perechi de fire torsadate, de regula cu pas diferit, intregul grup fiind imbracat intr-un invelis protector, cateodata cu un ecran suplimentar (masa de protectie). De regula, pe o singura pereche torsadata se pot crea maxim 12 canale (firele din perechea torsadata au diametrul mai mic, deci rezistenta mai mare decat a firelor deschise; atenuarea mai mare implica utilizarea de amplificatoare mai frecvent decat in cazul firelor deschise). Frecventa uzuala la care se ajunge la transmiterea pe cablu telefonic este 268 kHz, dar recent s-au realizat repetoare ce permit frecvente de pana la 1 MHz, pe intervale intre repetoare de maxim 2 Km;

cablu coaxial - consta dintr-un miez cilindric de cupru si un invelis conductor cilindric intre care se afla un material dielectric sau aer, in ultimul caz cele 2 conductoare fiind distantate prin separatori de plastic plasati la distante de ordinul cm. Mai multe cabluri coaxiale pot fi grupate intr-un trunchi mai mare. Cablul coaxial permite crearea de 3600.10800 cai telefonice simultane, avand o atenuare scazuta chiar la frecvente mari (1..10 MHz). Chiar viteza de transmitere a semnalului este de circa 10 ori mai mare decat pe o pereche torsadata, la frecvente peste 4..5 kHz fiind foarte apropiata de viteza luminii;

ghiduri de unda, care sunt tuburi metalice traversate de unde radio de foarte inalta frecventa (pana la 100 MHz). Se apreciaza ca pe un ghid de unda se pot asigura simultan 200000 legaturi telefonice.

Canale radio (propagarea prin atmosfera)

Mai putin utilizate in transmiterea de date cu caracter industrial, canalele radio au o mare importanta in tehnica telecomunicatiilor. Se deosebesc si aici, in functie de tipul de antena utilizat, de frecventa si de modul de propagare, mai multe categorii de canale radio:

cu propagare in linie dreapta (antena de emisie si cea de receptie sunt reciproc "vizibile"); comunicatiile de acest tip se fac cu frecvente relativ joase (.30 MHz) si sunt specifice telegrafiei fara fir sau radiofoniei pe mare, dar se pot intalni si in aplicatii industriale (ex: telecomanda unui pod rulant);

microunde radio, care se utilizeaza practic in transmisiile TV, ocupand gama de pana la 10 GHz, si care utilizeaza in transmisie difractia la nivelul suprafetelor. Comunicatiile sunt afectate de perturbatii atmosferice, variatii de temperatura si umiditate;

canale cu disipare troposferica, utilizand antene de mari dimensiuni (18 - 36 m in diametru), pentru comunicatii de pana la 1000 Km, bazate pe reflectii in troposfera;

canale radio cu reflectie ionosferica, datorate prezentei unor molecule ionizate in ionosfera (pana la 50 Km altitudine). In aceasta categorie se transmit semnale de banda larga (30 GHz), dar la frecvente sub 50 MHz;

transmisii prin satelit, acesta fiind considerat un releu stationar (la inaltime 35 Km) pentru microunde, facilitand transmisii multiple in banda larga.

Fibra optica

Transmisia pe fibra optica se impune din ce in ce mai mult, mai ales in aplicatii industriale, pentru siguranta deosebita si frecventa ridicata. Se pot obtine ghiduri de unda cu frecventa luminii (), deci de peste 10.000 de ori mai mare decat in cazul microundelor.

Tabelul 1 prezinta sintetic cateva din cele mai importante caracteristici ale mediilor fizice mentionate. Calitatea transmisiei a fost evaluata prin probabilitatea de eroare reziduala.

Tabelul 1.

Data fiind aria de raspandire in domeniul industrial, se va insista in continuare asupra canalelor care folosesc mediu metalic si respectiv fibra optica.

Linia metalica ca mediu de comunicatie

Modelul matematic

Liniile de transmisie permit transportul energiei electromagnetice, campurile energetice fiind ghidate prin si localizate in vecinatatea liniei. Acest lucru presupune utilizarea a doua fire conductoare, ce conecteaza sursa la transformator, care filtreaza implicit componentele continue sau de joasa frecventa, dar nu este exclusa transmiterea unei tensiuni continue in linie (spre deosebire de ghidul de unda care nu permite transmiterea semnalelor de cc). La ghiduri de unde exista atat limita inferioara, cat si limita superioara de frecventa.

Cel mai frecvent, liniile de transmisie sunt analizate prin metode ale teoriei circuitelor electrice. Totusi, linia de transmisie nu poate fi asimilata unui simplu circuit RLC, datorita faptului ca propagarea implica o distributie a proprietatilor electrice. In fig.1 se prezinta o schema de cuadripol elementar care pune in evidenta patru parametri electrici caracteristici pentru o pereche de fire metalice, iar in tabelul 2 sunt precizate valorile uzuale (raportate la distanta) pentru o linie bifilara aeriana libera, respectiv pentru o linie bifilara torsadata.

Tabelul 2

Modelul din fig.1 poate fi imbunatatit, daca se considera o sectiune infinitezimal de scurta in circuit si se aplica metode de calcul diferential. In fig.2 sunt marcate componentele electrice ale acestei sectiuni.

Exista doua tipuri de linie bifilara : UTP (unshielded twisted pair- linie bifilara neecranata) si STP (shielded twisted pair- linie bifilara ecranata). Majoritatea implementarilor actuale sunt UTP. Tabelul prezinta o grupare pe categorii a liniilor bifilare torsadate neecranate ce corespunde standardului ANSI/EIA 568-A.

Trebuie mentionat ca mai utilizate sunt cablurile din Categoriile 3 si 5E (E provine de la Enhanced - imbunatatit). Pentru 4 si 5 aplicatiile sunt nesemnificative, 6 este inca in curs de standardizare.

Neglijand curentul de izolatie, care ar trece prin , si tensiunea care cade pe sectiunea , relatiile intre marimile electrice sunt:

sau, dupa simplificari:

(2)

(3)

Prin diferentiere si substitutie se obtine relatia:

sau:

Aplicand transformata Fourier, se obtine:

(4)

s-a obtinut o ecuatie diferentiala simpla de ordinul doi in .

cu solutia generala:

Deoarece cand tinde la infinit tinde la 0, este normal ca sa fie zero, si adaugand conditia initiala: la , se obtine:

si deci functia de transfer:

(5)

Sa nu uitam ca , conform (4), se poate evalua ca fiind: , respectiv , unde reprezinta atenuarea pe unitate de lungime, iar defazajul (deplasarea de faza) pe unitatea de lungime.

Se pot verifica relatiile:

(6)

(7)

In cele ce urmeaza, aceste expresii vor fi simplificate in functie de conditiile tipice in care opereaza liniile.

Inchiderea liniei. Impedanta caracteristica

In modelul analizat linia a fost presupusa de lungime infinita. In realitate ea se inchide intr-un anume punct, printr-o impedanta de sarcina . Daca se aplica transformata Fourier in (2), se obtine:

iar conform (5):

Rezulta:

(8)

Marimea nu depinde de , este o constanta pentru o linie cu parametri cunoscuti si se numeste impedanta caracteristica. In orice punct s-ar inchide linia prin , nu vor apare discontinuitati - energia care s-ar fi disipat in rezistenta si conductanta liniei semi-infinite se va disipa in componenta rezistiva a impedantei terminale , valorile si ramanand aceleasi.

Daca insa linia se inchide cu o alta impedanta, vor apare reflectii in linie spre sursa. Daca impedanta sursei difera si ea de , reflectiile continua, putand afecta puternic propagarea semnalului.

Pe de alta parte, trebuie mentionat ca obtinerea impedantei complexe nu este foarte dificila, in conditii normale de operare componenta rezistiva devenind predominanta.

Linia "fara pierderi"

In cazul in care in linie nu ar exista componente disipatoare de energie (, ), se obtine, conform (6) si (7):

(9)

Conform teoremei de deplasare in complex, o functie de transfer ca cea din (9) semnifica o intarziere in propagarea semnalului de intrare:

,

cu .

Marimea poarta denumirea de timp de intarziere de grup si corespunde vitezei de propagare a semnalului.

se mai numeste si viteza de grup si defineste viteza de propagare a unui impuls de tip Dirac. Pe de alta parte, un impuls de durata finita, (fig.3) se va descompune in mai multe componente de diferite frecvente, si deci diferite componente ale spectrului se vor deplasa cu viteze diferite, provocand modificarea formei semnalului in functie de distanta parcursa in linie, fenomen numit dispersia semnalului. Acest fenomen afecteaza in special semnalele numerice (alterarea fronturilor), alterarea respectiva purtand denumirea de distorsiune de faza sau intarziere de grup.

(In fig.3 se sugereaza ca impulsul care se propaga poate fi vizualizat ca un "val" ce aluneca liber de-a lungul liniei cu viteza . Fluctuatia in tensiune intr-un punct apare ca o functie de timp; ne putem imagina o cartela introdusa in "val" in pozitia , inaltimea "valului" putand fi descrisa ca o functie de timp)

Se constata ca intarzierea de grup depinde de caracteristica de faza prin relatia:

(10)

Pentru o linie "fara pierderi", este independent de frecventa, pentru ca faza e liniara in raport cu frecventa. In mod asemanator, o sinusoida de frecventa se va propaga dupa acelasi model, cu "varfuri" de tensiune "rostogolindu-se" pe linie. Viteza unui "varf" va fi denumita viteza de faza :

(11)

Intarzierea de faza va fi .

In cazul liniei "fara pierderi", , ceea ce inseamna ca, de exemplu, o purtatoare sinusoidala si benzile ei laterale ce contin informatia se deplaseaza cu aceeasi viteza.

Cablu telefonic multifilar

In cazul unui cablu ce contine mai multe perechi de fire torsadate, strans impachetate, inductanta este scazuta, dar capacitatea creste. La frecvente audio, si se obtine:

Caracteristica amplitudine-frecventa nu mai e uniforma, ceea ce provoaca distorsiuni de atenuare. Fenomenul este asemanator celui ce se produce atunci cand, la frecvente relativ joase (audio), liniile nu sunt incarcate, si deci (efectul lui e de regula neglijabil). In paragraful urmator se arata cum distorsiunea de atenuare poate fi redusa prin cresterea artificiala a lui (incarcarea liniei).

Linia "fara distorsiuni"

Presupunand ca si sunt diferite de zero, se poate calcula atenuarea maxima derivand in raport cu expresia (6). Se obtine:

,

ceea ce duce la valorile:

Se constata ca prin cresterea lui pana la valoarea specificata, poate fi anulata distorsiunea. Practic, cresterea de inductanta se face prin inserarea la intervale regulate a unor bobine pe miez de ferita, numite bobine de incarcare. Deoarece insa inductanta nu mai e distribuita uniform de-a lungul liniei, atenuarea poate creste brusc pe anumite frecvente, ce trebuie evitate (asa numitele frecvente de "taiere").

In fig.4 se prezinta efectul introducerii de bobine de incarcare (fig.4.a) asupra atenuarii (fig.4.b) si respectiv a defazajului (fig.4.c). In aceste grafice curba I reprezinta cazul liniei bifilare torsadate, curba II o linie cu incarcare discontinua, iar curba III cazul incarcarii distribuite.

Cablul coaxial

Reprezinta cea mai utilizata solutie pentru transmisie in banda larga (uzual 100 MHz, iar in solutii moderne chiar 370 MHz) pe suport metalic. De aceea, numarul de canale de tip telefonic ce se pot crea pe cablul coaxial este de 3001000 ori mai mare decat in cazul liniei bifilare torsadate. Datorita spectrului larg de frecvente transmis, comportarea liniei e mai complexa. In particular, datorita efectului pelicular, rezistenta conductorului creste proportional cu radicalul din frecventa. La frecvente de peste 10 MHz se poate considera:, ceea ce ne permite sa asimilam atenuarea si defazajul cu si impedanta caracteristica cu .

Intr-un astfel de cablu, atenuarea este scazuta, dar se impune utilizarea de egalizoare. Prin natura constructiei fizice, impedanta caracteristica rezulta de ordinul 50.75 ohm.

Principalele avantaje ale cablului coaxial sunt, pe langa largimea de banda si capacitatea de a multiplexa numeroase canale informationale, viteza ridicata de transmisie, ce permite utilizarea in aplicatii multimedia, probabilitatea de eroare reziduala redusa - de regula si distanta relativ mare (circa 2,5 km) la care trebuie amplasat un repetor.

Principalele dezavantaje ale cablului coaxial sunt dificultatile in dezvoltarea unei retele (probleme de fiabilitate si riscul congestiei), la care se adauga faptul ca fiind concepute initial pentru transmisii unidirectionale (TV) adaptarea la transmisia bidirectionala (de exemplu de date) necesita up-grade. In plus, pe calea de retur apare un zgomot semnificativ. Costul de instalare, de adaugare de noi tronsoane sau de modificari este destul de ridicat.

Efectul modificarii parametrilor

Parametrii primari ai liniei sunt supusi actiunii factorilor perturbatori din mediul inconjurator si in special variatiilor de temperatura.

Dintre parametrii primari, rezistenta este cea mai puternic influentata de temperatura, cu relatia: ; in care R_Q, R₀ sunt rezistentele la temperaturile Q Q , iar coeficientul de variatie a rezistivitatii cu temperatura: ( pentru cupru si 0,0046 pentru otel).

Rezistenta si inductanta liniilor este influentata de frecventa. In fig. 5.a se prezinta variatia cu frecventa a rezistentei pentru 1 - otel, d = 3 mm; 2 - otel, d = 5 mm; 3 - aliaj otel-cupru, d = 3 mm; 4 - cupru, d = 4 mm, iar in fig. 5.b variatia inductantei cu frecventa pentru 1 - otel, d = 4 mm; 2 - aliaj otel-cupru, d = 3 mm; 3 - cupru, d = 4 mm.

Variatiile cu frecventa ale rezistentei si inductantei sunt datorate in primul rand efectului pelicular. Inductanta si capacitanta depind si de realizarea cablului; astfel, pentru linii bifilare, inductanta este direct proportionala, iar capacitatea invers proportionala, cu unde a = distanta intre centrele conductoarelor, iar r = raza conductorului, in timp ce la o linie monofilara (retur prin pamant): , unde h = inaltimea conductorului fata de pamant.

Pentru cabluri si linii aeriene, caracteristicile primare (pe unitate de lungime tur/retur) la frecventa si rezistenta  C, sunt sintetizate in tabelul 2:

Tabelul 2.

Pe o linie care are ca sarcina impedanta caracteristica nu apar unde reflectate. In fig. 6.a sunt prezentate componentele impedantei caracteristice: si pentru: 1 - cupru, d = 4 mm; 2 - otel, d = 5 mm; 3 - cablu cupru, d = 1,4 mm.

In fig. 6.b se prezinta variatia in functie de frecventa a coeficientului de atenuare a [mNp/km] pentru diferite circuite: 1 - otel, d = 3 mm, a = 20 cm; 2 - otel, d = 3 mm, a = 60 cm; 3 - cablu cupru, d = 0,9 mm; 4 - cablu cupru, d = 1,4 mm; 5 - cupru, d = 4 mm, a = 20 cm; 6 - cupru, d = 4 mm, a = 20 cm.

Unitatile de atenuare se vor defini in subcapitolul urmator.

Evident cablurile (ingropate) au parametrii influentati aproape in exclusivitate de temperatura solului, si ca atare sunt mult mai stabile in exploatare decat liniile aeriene. Modificarea parametrilor primari ca si zgomotul aditiv in canal provoaca degradarea progresiva a raportului semnal/zgomot - . Acest efect poate fi combatut prin includerea unor amplificatoare-repetoare la intervale convenabile.

Pe de alta parte, deviatiile de la caracteristicile ideale ale canalului pot fi combatute cu dispozitive numite egalizoare. Daca A_a(w) si F_a w) sunt caracteristicile reale ale canalului, atunci se cauta sa se obtina un egalizor cu caracteristici A_e(w) si respectiv F_e w) astfel incat sa duca la un canal cu caracteristici cat mai apropiate de cel ideal.

Asa cum se va vedea pe parcursul lucrarii, operatia de egalizare poate sa nu fie pasiva si invarianta in timp, ci adaptiva, modificandu-se in functie de perturbatiile ce apar in canal. Subcapitolul urmator detaliaza acele caracteristici ale canalului care permit evaluarea corecta a unor tehnici evoluate de combatere a perturbatiilor.

Evaluarea performantelor transmisiei pe canale cu suport metalic

Atenuarea globala

Atenuarea globala, numita si pierderea inserata in sistemul de transmisie, are prioritate in proiectarea si instalarea unui echipament de transmisie. Pe un circuit de tip linie telefonica, deocamdata cel mai larg utilizat si in comunicatia industriala, valoarea tipica a atenuarii este de 10 dB la 1000 Hz pentru o viteza de transmisie de 1200 bit/s.

S-a utilizat cantitatea de masura a nivelului "dB". In liniile telefonice, prin nivel se intelege variatia relativa a puterii semnalului in diferite puncte ale circuitului. Daca doua puteri p₁ si p₂ sunt exprimate in aceleasi unitati de putere [watt, miliwatt], atunci definitia decibelului este:

(Am notat )

Daca nivelul de putere este raportat la un nivel de referinta p₀, atunci:

(12)

Valoarea diferentei de mai sus este independenta de p₀. Prin conventie,, situatie in care p₁ si p₂ se exprima in mW iar nivelul relativ in dBm.

Trebuie retinut insa faptul ca diferenta intre p₁ si p₂ se masoara in dB, nu in dBm.

Pe de alta parte, tinand seama de relatia dintre putere, tensiune si curent, se poate scrie:

si in consecinta:

Atenuarea a se poate exprima prin evaluarea raportului semnal/zgomot:

(13)

Considerand o cuanta de zgomot de 1 mW (echivalenta puterii p₀), si presupunand ca aceasta putere se obtine pe o rezistenta de sarcina tipica ohm, la bornele careia se aplica tensiunea V, avem:

(14)

unde U, R_s sunt tensiunea semnalului util, respectiv rezistenta de sarcina.

Atenuarea si nivelul pot fi exprimate si in alta unitate, Neperul, folosind logaritmii naturali:

Relatia dintre decibeli si neperi este:

Pentru a preciza nivelul semnalului in diferite puncte pe linie, trebuie utilizata o referinta comuna. In acest scop se defineste, la capatul liniei, in sensul transmisiei, punctul cu nivel de transmisie 0 dB (0TLP). Se pastreaza sigla din limba engleza: TLP - Transmission Level Point. Punctul 0TLP este punctul in care se aplica maximul de putere. Toate celelalte niveluri de pe circuit se raporteaza la 0TLP; in mod uzual se foloseste prescurtarea dBm0 pentru a indica marimea semnalului in dBm raportata la 0TLP.

In cazul general TLP intr-un punct oarecare este raportul (in dB) intre puterea semnalului in acel punct si puterea aceluiasi semnal in punctul de referinta, sau ca diferenta:

TLP (dB) = putere semnal (dBm) - (dBm0)     (15)

CCITT recomanda -13 dBm0 (13 dB sub 0TLP) pentru majoritatea aplicatiilor de transmisie de date. In sisteme cu multiplexarea canalelor, puterea minima in circuit se prevede a fi -15 dBm0 in fiecare directie de transmisie; nu se va depasi insa nivelul de -10dBm0. Asa ca valoarea de -13 dBm0 apare rezonabila.

In ceea ce priveste transmisia pe linii telefonice existente, un utilizator poate recurge fie la comutarea retelei telefonice, fie la inchirierea permanenta a unei astfel de linii, situatie in care linia se numeste "specializata".

Exista doua tipuri de linii specializate, cu 2 sau 4 fire. O linie pe 2 fire permite ca ETTD de la fiecare capat sa comunice alternativ, comunicatia putand avea loc in ambele sensuri. Un astfel de canal se numeste semiduplex.

O linie pe 4 fire asigura posibilitatea transmisiei bidirectionale simultane intre cele doua ETTD, deci se realizeaza un canal numit duplex integral (full-duplex).

Standardele CCITT prevad doua tipuri de linii specializate: de calitate normala, respectiv de calitate superioara. In fig. 7 si 8 se prezinta valorile limita pentru atenuare (a) si timp de intarziere de grup (b) pentru linii de calitate normala, respectiv superioara, in functie de frecventa, conform standardului CCITT M-1020 pentru linii cu fire.

De mentionat recomandarile CCITT sunt orientative, in situatii particulare putandu-se apela la fire de constructie speciala, cu proprietati adecvate.

Fig. 8

Exemplul 1:

Zgomotul masurat la receptia terminala a unei linii este -46 dBm. Pierderea de semnal pe linie este -12 dB. Datele au fost transmise la intrarea in canal cu -10 dBm. Precizati daca un raport semnal-zgomot e satisfacator.

Solutie:

Nivelul de receptie dBm

dB

Marginea de siguranta: dB este satisfacatoare.

Exemplul 2: Calculati puterea si nivelul semnalului pe un canal telegrafic dintr‑un sistem cu multiplexare ce asigura 24 de canale simultan lucrand la +7TLP. Se presupune 0TLP dBm.

Solutie:

mW (puterea totala disponibila)

Pentru un singur canal telegrafic:

= Nivel la 0TLP

Putere la 0TLP

La +7TLP:

Nivelul globaldBm

→ puterea totala

puterea pe un singur canal.

Caracteristica de frecventa

Distorsiunile de amplitudine ce apar in atenuarea semnalelor, ca si distorsiunile de intarziere de grup, sunt influentate in mod diferit de variatia frecventei. In fig.9 se prezinta modul in care variaza cu frecventa atenuarea (fig.9.a), respectiv viteza de propagare de grup (fig.9.b), pentru o pereche de fire torsadata normala (52 pF/m) in gama 1 kHz.10 MHz (scara logaritmica).

Fig. 9

Cauza esentiala a schimbarilor in atenuare o constituie modificarea cu frecventa a rezistentei (la cablul coaxial, s-a aratat ca acest lucru se datoreaza efectului pelicular). La frecvente de peste 1 MHz atenuarea incepe sa creasca rapid in firele torsadate, in vreme ce viteza de propagare, care a crescut fata de cea la frecvente joase, tinde sa ramana constanta (aproximativ 20*10⁷ m/s). Un rol important il are evitarea frecventelor la care poate apare cresterea brusca, in "varf" a atenuarii.

Este util sa se poata masura variatia cu frecventa a atenuarii. In fig.10 se prezinta schema de principiu pentru masurari in banda vocala (400.3400 Hz). De regula determinarile se fac din 100 in 100 de Hz, in ambele sensuri de transmisie. O alta eventuala statie aflata pe traseu trebuie inchisa pe impedanta sa specifica.

Fig 10

Valoarea recomandata pentru variatia atenuarii in functie de frecventa este de 4 dB in intervalul 800.2300 Hz.

Ecouri

Ecourile apar atunci cand semnalul intalneste o neregularitate de impedanta si sunt o sursa majora de perturbatii, in special in cazul transmisiilor pe doua fire. Aparitia ecourilor are doua consecinte asupra receptiei. Mai intai ecoul se sumeaza sau se scade din semnalul de tensiune original, in functie de defazajul celor doua semnale, la randul sau dependent de frecventa, de distanta pana la punctul de reflexie si de viteza de propagare. In al doilea rand, daca semnalul original sufera o intarziere, ecoul nu va suferi aceeasi intarziere, aparand erori suparatoare de tip jitter. Pentru a evita aceste neplaceri, este de dorit ca nivelul ecoului la receptie sa fie cel putin 12 dB sub nivelul semnalului receptionat direct, in zona 800.2300 Hz (CCITT REC G.131). Din pacate nu este posibil sa se masoare separat cele doua semnale: direct si ecou. Pentru a marca totusi prezenta ecoului se poate tine seama de faptul ca in determinarea caracteristicii atenuare-frecventa, in cazul aparitiei unui ecou, semnalul receptionat se va modifica cvasiuniform intre valori maxime si minime, pe masura ce defazajul dintre semnalul direct si cel reflectat se modifica.

In fig.11 se prezinta o diagrama care pune in evidenta diferenta dintre cele doua semnale.

Fig.11

Variatia intre valorile maxime si minime (dreapta sus) in fig.11 este de 4,5 dB la o diferenta de 12 dB intre semnale.Un caz particular de ecou ("singing") este acela care se manifesta prin importante oscilatii intretinute, atunci cand se transmite un semnal pe o frecventa unica, de cele mai multe ori in gamele 200-500 sau 2500-3200 Hz. Un sistem numit VODAS (voice-operated device antisinging) permite evitarea fenomenului prin anularea periodica a transmisiei in directia opusa propagarii semnalului (vezi CCITT REC G.463). Ecoul apare de asemenea in situatia in care se utilizeaza o derivatie pe doua fire intr-un circuit ce functioneaza pe patru fire.

In fig.12 se prezinta schema de principiu pentru un cuplor hibrid care serveste adaptarii de impedanta intre linii pe doua fire (bucla locala) si respectiv patru fire circuitul de mare distanta).

Fig. 12

Cuplorul ideal lasa sa treaca semnalul ce provine de pe circuitul cu patru fire, atenuandu-l cu 3 dB, si nu lasa sa treaca nimic in sens invers. Reciproc, un semnal ce provine de pe doua fire trece cu atenuarea de 3 dB pe patru fire, dar nu mai apar reflexii in circuitul cu doua fire.

Reteaua de echilibru din schema precedenta nu da intotdeauna satisfactie. Atenuarea la trecerea de la patru la doua fire, ideal infinita, este de fapt in medie 15dB, cu abatere 3 dB. Aceasta atenuare se numeste pierdere datorata introducerii ecoului (ERL - echo return loss) sau pierdere de retur.

In special in cazul utilizarii retelei telefonice comutate pentru transmiterea de date, se impune folosirea unor dispozitive speciale de control al ecoului, supresorul de ecou si anulatorul de ecou.

Supresorul de ecou

In figura 1a se prezinta schema de principiu a unui supresor de ecou, care atenueaza cu cel putin 50 dB semnalul reflectat (ecoul). In figura 1b se detaliaza la nivel de blocuri acest bloc.

Fig. 13

Anulatorul de ecou

Daca ERL nu e prea ridicata si intarzierile intre semnalul direct si cel receptionat nu sunt prea mari se poate folosi o schema complexa de anulator de ecou, capabil sa genereze o replica a ecoului si sa-l scada din ecoul real. Structura complicata este mult mai scumpa (3-4 ori) decat un supresor de ecou, si se foloseste de regula la transmisii prin satelit. In fig. 14 se prezinta o schema bloc.

Fig. 14

Pierderi de retur (ERL)

Gradul de echilibrare al unui circuit se apreciaza de regula prin puterea returnata, in dB, la o frecventa anume sau intr-o anume banda de frecventa. ERL e o medie ponderata a puterii returnate pe toate frecventele in gama 500-2500 Hz. Daca, cu notatia din fig. 1a, impedantele la emisie si receptie sunt notate cu A respectiv B, atunci definitia pierderii de retur este:

(16)

Valoarea recomandata este de cel putin 42 dB pe toate frecventele intre 800 si 2300 Hz. Aceasta corespunde la o impedanta de 600 10 ohm.

Zgomotele

Clasificare

Zgomotele constituie principala sursa de perturbatii pe canalele de telecomunicatie, motiv pentru care de multe ori in literatura de specialitate termenul de zgomot se substituie celui de perturbatie. Zgomotele sunt perturbatii care nu sunt coerente cu nici unul din semnalele utile transmisiei, abordarea lor putand fi efectuata cu metode ale dinamicii stocastice, specifice marimilor aleatoare. Consideram orice semnal aleator (stocastic) ca functie de doua variabile:, unde a ia valori in spatiul esantioanelor ce pot fi puse in evidenta in urma realizarii particulare a unui experiment.

O alta marime reprezentativa in procesul stocastic o constituie valoarea medie a intregului ansamblu de realizari:

Daca proprietatile unui proces aleator stationar pot fi descrise prin evaluarea valorilor medii asociate pe o singura realizare:

procesul se numeste ergodic.

La orice proces ergodic mediile asociate temporal oricarei realizari sunt numeric egale cu mediile determinate statistic pe ansamblul de realizare.

Pornind de la aceste consideratii, vom putea imparti zgomotele in doua categorii: zgomote ergodice, care sunt previzibile in medie, si neergodice.

La randul lor, zgomotele ergodice pot fi gaussiene (zgomote ce au in orice moment o distributie de probabilitati normala, cu aceeasi dispersie), sau negaussiene. Un zgomot gaussian cu densitate de putere spectrala constanta poarta numele de zgomot alb; daca densitatea spectrala de putere variaza cu frecventa zgomotul se numeste colorat. Zgomotele neergodice pot fi regulate (atunci cand se repeta cu periodicitate) sau neregulate (daca aparitia lor este complet imprevizibila).

Acestei clasificari pe baze matematice i se poate adauga o clasificare pe baze tehnice, care tine seama mai puternic de cauzele care provoaca zgomotele, si prin care se deosebesc: zgomotul de impulsuri si zgomotul de fluctuatii.

Zgomotul de impulsuri este produs de surse care furnizeaza energie la intervale discrete de timp (salturi de durata foarte scurta), urmate de pauze suficient de lungi ca regimul tranzitoriu provocat de un impuls sa se incheie. Dacase poate considera ca in aceasta banda spectrul este constant, iar impulsul rectangular care aproximeaza perturbatia poate fi inlocuit prin impulsul Dirac ce da aceeasi energie in banda f.

Zgomotul de fluctuatii este un zgomot ergodic gaussian, ce poate fi considerat ca fiind format dintr-un numar foarte mare de perturbatii de durata foarte mica, ce pot fi substituite prin impulsuri Dirac de durata Dh_i

Trebuie remarcat ca tipul de zgomot este hotarat nu numai de natura sursei de zgomot ci si de timpul de raspuns al sistemului supus la zgomot. Cu aceeasi sursa de interferenta, iesirea unui circuit poate produce fie un zgomot de impulsuri, fie de fluctuatii, in functie de.

De exemplu, o sursa de zgomot produce impulsuri cu un interval mediu intre ele de 5 ms; pentru un receptor cu , ele se simt ca zgomot de impulsuri, dar pentru un receptor cu , va apare zgomot de fluctuatii.

Pentru circuite liniare, nivelul la iesire al zgomotului de impulsuri V_i se considera proportional cu banda de trecere:

unde V_in este amplitudinea zgomotului de impuls la intrare, in timp ce nivelul zgomotului de fluctuatii V_f va fi:

, cu V₀ nivelul de zgomot pentru

Ca o regula generala, densitatea spectrala a zgomotului, indiferent de sursa, scade cu frecventa, dar trebuie sa se tina seama nu numai de sursa de zgomot, ci si de canal. Astfel nivelul perturbatiilor atmosferice creste cu frecventa pe unde scurte, la transmisii radio, dar scade cu frecventa pe orice tip de circuit fizic.

Un tip special de zgomot este cel care nu-si are originea in canalul de transmisie, ci isi are originea in aparatura de emisie/receptie.

Principalul zgomot de acest tip este cel de agitatie termica disipat pe rezistoare caracterizat prin tensiunea eficace de zgomot:

unde:

k - constanta lui Boltzmann,

T - temperatura absoluta la care se masoara zgomotul,

R - rezistenta rezistorului.

Zgomotul de agitatie termica se manifesta si in absenta semnalului.

Un alt tip de zgomot se intalneste in dispozitivele de amplificare. Se numeste zgomot de soc si e datorat naturii discrete a fluxului de electroni si proceselor de transfer de sarcina. Considerand I valoarea medie a curentului prin circuit, eroarea medie patratica produsa de zgomotul de soc este:

unde e este sarcina electronului .

Atat zgomotul termic cat si zgomotul de soc au densitate de putere constanta pana la frecvente de ordinul sutelor de MHz si o distributie gaussiana a probabilitatii de amplitudine, spre deosebire de zgomotul de amplitudine, care are totusi spectru "alb", dar o distributie de probabilitate negaussiana.

Evaluarea zgomotului alb

In general, zgomotul masurat pe linie este de tip zgomot alb, evaluarea cea mai corecta facandu-se atunci cand pe linie nu are loc nici un trafic. De cele mai multe ori evaluarea sa se face prin raportul S/Z, definit ca raportul [in dB] intre nivelul unui semnal standard de test (0dBm0) si nivelul zgomotului in banda de 3100 Hz. In fig. 15 se prezinta o schema tipica de evaluare a zgomotului alb in canalul de comunicatie.

Trebuie facuta o demarcatie intre zgomote si alte semnale care sunt coerente cu semnalul util, diafonii si alte interferente.

Diafoniile sunt perturbatii care provin din semnale utile de pe alte canale, de regula atunci cand mai multe perechi de fire sunt impachetate in acelasi trunchi. Recomandarile CCITT G.151 cer o limitare la 43 dB intre canalele dus si retur pentru a evita diafoniile pe cablul telefonic.

Fig 15

In transmiterea de date numerice se recomanda urmatoarele operatii pentru evitarea diafoniilor intr-un manunchi de perechi de fire torsadate:

- evitarea diafoniei intre circuitul de semnal si cel de control prin folosirea unei mase comune pentru fiecare din cele doua perechi torsadate;

- folosirea impedantei terminale caracteristice;

- folosirea intr-un manunchi a perechilor centrale pentru semnal si a celor exterioare pentru control;

- realizarea unei ecranari suplimentare prin folosirea unei perechi torsadate cu ambele conductoare legate la masa, amplasata intre circuitele de semnal si cele de control.

Interferentele provin din semnale care se transmit simultan pe acelasi suport, cu purtatoare de frecventa diferita; zgomotul ce apare in acest caz se numeste zgomot de intermodulatie (vezi CCITT REC G.712).

Zgomotul de cuantizare

In sistemele numerice de transmisie, prin cuantizarea semnalelor analogice apare un zgomot sistematic datorat faptului ca valoarea fixata a cuantei afecteaza mult mai puternic semnalele de mica valoare decat pe cele de valoare ridicata (vezi Anexa A).

O solutie pentru minimizarea efectelor zgomotului de cuantizare il reprezinta compandarea, procedura ce consta in doua operatii: mai intai comprimarea gamei dinamice a semnalului analogic, apoi expandarea aceleiasi game pana la nivelul initial. Evident, solutia se poate aplica si in cazul transmiterii semnalelor pur analogice (de exemplu, semnal vocal).

In cazul semnalelor analogice ce se discretizeaza, cele de nivel scazut sufera mai intai operatia de expandare si apoi cea de compresie.

In fig. 16.a se prezinta o schema de principiu pentru a realiza compandarea semnalului vocal.

Compresia si expandarea in compandoare au loc in jurul unui punct focal numit si punct de nivel neafectat (de operatia de compandare), reprezentat punctat in figura.

In practica se utilizeaza convertoare neuniforme, care constau dintr-un dispozitiv de compresie de tip cuantizor cu pas variabil urmat de un cuantizor cu pas uniform. De obicei se foloseste o lege de compresie logaritmica, de tip , unde X, Y reprezinta intrarea, respectiv iesirea cuantizorului cu pas variabil. In fig. 16.b se prezinta caracteristica unui astfel de cuantizor. Cele mai utilizate legi de compresie sunt asa numitele: legea m si legea A, definite de relatiile:

si respectiv:

unde si , iar m si A determina severitatea compresiei.

Fig.16.a

Fig. 16 b

Unitati de evaluare a zgomotelor

Folosind un nivel de referinta de 1 mW (0 dBm), valorile de zgomot trebuie sa fie negative. In SUA sistemul de unitati Bell presupune o referinta de 10^-12 W (‑90 dBm) si valorile zgomotului se exprima in decibeli peste nivelul de referinta al zgomotului (dBrn), nivelul de -90 dBm devenind 0 dBrn.

Standardul Bell nu este insa international. CCITT a recomandat masurarea zgomotului cu un psofometru. Termenul tensiune psofometrica corespunde valorii medii patratice a tensiunii ponderate de zgomot intr-un punct si se exprima in milivolti. Se foloseste si termenul de putere psofometrica, masurata in picowatt (pW_p).

(17)

In decibeli:

Recomandarile CCITT G.123 privind zgomotul pe circuite sunt:

zgomotul total indus sa nu depaseasca 1 mW (cca. 160000 pW_p)

zgomotul pe fiecare canal sa nu depaseasca 2 pW0_p/km

nivelul de zgomot pe o linie libera de 10000 km sa nu depaseasca 50000 pW (‑43 dBm0_p).

O alta marime de evaluare a zgomotului este factorul de imbunatatire r, definit ca o masura a zgomotului dintr-un circuit in raport cu un circuit ideal (fara zgomot). Pentru un sistem linear:

(18)

Zgomotul de impulsuri

Zgomotul de impulsuri este greu de evaluat, datorita duratei foarte scurte a impulsurilor si a aparitiei sporadice a acestora. Metoda curenta consta in numararea impulsurilor ce depasesc in amplitudine un anumit prag, pe o durata determinata de timp. Recomandarile CCITT M. 81 prevad un nivel de referinta de 8 dB sub nivelul semnalului ca acceptabil. In ceea ce priveste viteza de aparitie, la un nivel de limitare de -21 dBm0 se accepta 18 impulsuri numarate intr-o perioada de 15 minute.

In categoria zgomotelor de impulsuri se incadreaza si salturile de faza sau de amplitudine, datorate de regula unor fenomene de comutare in dispozitive. Pragul uzual de la care se inregistreaza un salt de amplitudine este 1.6 dB, iar un salt de faza 15 . Mentionam de asemenea perturbatia denumita "cadere temporara", ce consta din intreruperea pe cel putin 4 ms a semnalului. Se interpreteaza ca intrerupere orice reducere cu 12 dB a semnalului receptionat. In fig. 17 se prezinta aceste perturbatii: a) zgomot de impulsuri; b) salturi de faza si de amplitudine; c) cadere temporara.

fig. 17

Zgomotul de impulsuri, salturile de amplitudine si de faza si intreruperile scurte sunt numite si "tranzitii de linie". Sursele acestora pot fi naturale (de exemplu, incarcarea electrica statica a liniei) sau artificiale (inchiderea si deschiderea de comutatoare si relee, intreruperi datorate sigurantelor, operatii industriale: sudura, porniri-opriri motoare s.a., comutari pe tiristori etc.).

Pentru a preveni aceste tranzitii, recomandarile uzuale sunt:

sa nu se plaseze liniile de date in apropierea liniilor de transport energie;

sa se realizeze ecranarea cablurilor de transmisie si punerea la masa a echipamentelor de transmisie de date;

sa se inchida cablurile prin impedanta caracteristica;

sa nu se opereze pe acelasi cablu cu circuite de date si circuite ce opereaza in cc la tensiune 60 V.

Distorsiunile de intarziere

Canalele de comunicatie prevazute cu filtre trece banda nu asigura aceeasi viteza de transmisie pentru toate frecventele, creand o diferenta de faza intre armonicele pe diferite frecvente ale aceluiasi semnal. Fenomenul este mai evident si mai daunator pe masura ce viteza de transmisie creste si intervalul de bit (de transmisie a unui simbol binar) scade.

Caracteristicile de faza ale unui canal sunt foarte greu de masurat direct, deoarece la receptie nu se poate stabili cu exactitate o referinta de faza. Se masoara de obicei deviatia de faza cu frecventa (q /f), adica timpul de intarziere de grup (vezi si paragraful 1), ca masura aproximativa pentru intarzierea de faza q /f. O metoda clasica de masura este aceea a figurilor Lissajoux, prezentata succint in fig. 18:

circuitul de test

aprecierea defazajului,

solutia grafica, care permite aplicarea formulei:

Intarzierea (19)

Fig. 18

Este evident ca cele mai frecvente distorsiuni de intarziere apar in canale cu curenti purtatori (cu mai multe frecvente purtatoare). Trebuie mentionat ca bobinele de incarcare, utilizate pentru marirea artificiala a inductantei (vezi fig. 4) sunt o sursa importanta pentru distorsiuni de intarziere.

Valoarea tolerabila pentru distorsiunea de intarziere depinde de probabilitatea de aparitie a erorilor, de viteza de transmisie, de tipul de date (forma semnalului) si alte caracteristici ale liniei. Prevederile CCITT sunt legate de timpul de propagare de grup si au fost prezentate in 1 (vezi fig. 7 si 8). Se observa ca recomandabil este sa nu existe o diferenta mai mare de 1 ms intre 2 frecvente in domeniul 800.2300 Hz.

Combaterea distorsiunilor de intarziere se face prin utilizarea egalizatoarelor. In fig. 19 se arata modul in care actioneaza un dispozitiv de egalizare (rezultatul este prezentat cu linie punctata). Procedura uzuala consta in calculul (aproximativ) al intarzierii si alegerea unei caracteristici de egalizator care sa o compenseze pe o anumita portiune. De regula se selecteaza o banda ingusta de frecventa si se intarzie mai mult frecventele din zona centrala a benzii in raport cu frecventele din zonele laterale ale benzii selectate. Se poate realiza si egalizarea de amplitudine, atenuand frecventele centrale si amplificand frecventele din zonele laterale.

Fig. 19

Un egalizator uzual opereaza in gama 250.3400 Hz pe care o imparte in 14 sectiuni spatiate la intervale de 200 Hz, de la 600 la 3200 Hz. Intarzierea inserata in fiecare sectiune este cuprinsa intre 0,5.2,2 ms, iar amplitudinea necesara pe sectiune de la +3 la -3 dB.

Desi de obicei egalizarea se efectueaza la receptie, exista si varianta in care circuitul de egalizare se monteaza imediat dupa emitator, situatie in care el se numeste egalizator de predistorsiune. Semnalul este distorsionat astfel incat linia sa actioneze ca un egalizator.

In capitolul urmator, cand se vor face referiri la transmiterea semnalelor binare in banda de baza, se va trata pe larg problema egalizatoarelor numerice, inglobate in categoria filtrelor numerice, cu structura fixa sau adaptiva.

Sa mentionam de asemenea ca in categoria erorilor de intarziere pot fi grupate fenomenele neplacute ce apar atunci cand semnalele de date transmise in banda vocala sunt transpuse intr-o banda de frecventa ridicata si apoi se revine la banda initiala (de exemplu in retele industriale de tip MAP, la care prin transpondoare de frecvente se preiau date de pe o retea locala si se transpun in frecventele magistralei de banda larga a sistemului). Eroarea maxim acceptata la aceasta transpunere este de 6 Hz pentru o frecventa de 1000 Hz.

Jitter-ul de faza

Jitter-ul de faza este o variatie in timp a unei secvente de tranzitii de purtatoare la receptie, in raport cu secventa temporala in care au fost transmise aceleasi tranzitii (vezi fig. 17.b si fig. 20).

Fig. 20

Jitter-ul de faza este foarte frecvent in transmiterea datelor numerice de mare viteza. Definitia traditionala a Jitter-ului este modulatie unghiulara nedorita. Acest lucru inseamna schimbari instantanee ale frecventei de la o perioada la alta si apare de regula atunci cand frecventa zgomotului moduleaza frecventa purtatoarei. Chiar si un jitter de 1 are un efect considerabil in transmisia de date, pentru ca la viteze mari impulsurile corespunzatoare semnalelor binare devin mai scurte si tind sa se uneasca sau sa provoace perturbatii intersimbol (sa fie considerat impuls pe un interval de bit in care de fapt impulsul era absent). Si mai afectate de jitter sunt semnalele transmise pe purtatoarele de frecvente ridicate dintr-un grup de frecvente simultane, deoarece jitter-ul creste proportional cu frecventa de modulatie, iar jitter-ul fiecarei purtatoare se imparte la toate semnalele ce au legatura cu purtatoarea respectiva. Astfel, apar ca surse de jitter armonicele frecventei de 50 Hz a liniilor de alimentare cu energie electrica.

Desi sursa majora de perturbatii, jitter-ul apare rareori independent, fiind strans legat de alte perturbatii (distorsiuni de intarziere, distorsiuni de caracteristica).

Pentru evaluarea jitter-ului, tehnica standard utilizata in prezent este detectarea trecerilor prin zero, in fond jitter-ul de faza fiind asociat cu orice variatie nedorita a trecerii prin zero a semnalului receptionat.

O situatie aparte o constituie jitter-ul provocat de modulatia de faza (care va fi tratata pe larg in capitolul 4), pentru exemplificarea careia in fig. 21 s-au marcat prin vectori purtatoarea si respectiv benzile superioara si inferioara atinse ca urmare a efectului semnalului modulator, ce provoaca abaterea de faza Dq (fig. 21.a). In fig. 21.b se arata cum apare jitter-ul de faza prin interferenta unui semnal sinusoidal cu purtatoarea. Efectul interferentei este vectorul A_m rezultat prin modificarea simultana in amplitudine si faza a purtatoarei (vectorul A_p). Dq apare acum ca masura a varfului de jitter total, iar 2Dq este masura varf la varf a jitter-ului total.

Se constata ca (20)

fig. 21

Pentru o interferenta cu un semnal sinusoidal distantat de purtatoare cu 20 dB, calculul jitter-ului este urmatorul:

Daca diferenta ar fi de numai 10 dB, se poate verifica ca jitter-ul de faza ajunge la .

Distorsiuni armonice

Distorsiunile armonice apar datorita neliniaritatilor din caracteristica amplitudine‑frecventa a echipamentelor ce concura la transmisie, situatie in care pe langa frecventa fundamentala apar si multipli intregi ai acesteia (armonici). In banda vocala, cele mai pronuntate sunt efectele armonicelor doi si trei (vezi fig. 22.a).

fig. 22

Evaluarea distorsiunii armonice se face prin diferenta (in dB) intre nivelul fundamentalei si nivelul armonicei, ambele determinate la receptie (vezi fig. 22.b). Valorile recomandate (acceptabile): 25 dB pentru armonica a doua si 30 dB pentru armonica a treia.

Distorsiuni neliniare

Aceste distorsiuni apar in special datorita neliniaritatilor si fenomenelor de saturatie in amplificatoare si se manifesta prin modificari in caracteristicile semnalului transmis (alterarea amplitudinii, diferente de faza s.a.). Astfel, pentru date binare transmise cu viteze peste 2400 bit/s, eroarea de faza datorata distorsiunii neliniare face ca bitii sa se suprapuna cand caracteristica de faza sufera neliniaritati de tipul celor marcate in fig. 2

Fig. 23

Pentru evaluarea distorsiunilor neliniare se recomanda o metoda ce utilizeaza doua perechi de semnale sinusoidale de test, centrate pe frecventele 860 si 1380 Hz. Distorsiunile de ordinul 2, care produc semnale B A, se masoara pe doua benzi, distorsiunile de ordinul 3 care produc 2B-A intr-o singura banda.

Aceasta tehnica de masurare se coreleaza bine cu cea de masurare a distorsiunilor armonice si nu e sensibila la distorsiuni de intarziere, iar zgomotul poate fi filtrat (vezi fig. 24: a - formarea produselor de distorsiune, b - filtrarea zgomotului).

fig. 24

Distorsiuni bias

Forma semnalelor numerice receptionate nu este aceeasi cu cea a semnalului original emis, datorita distorsiunilor de intarziere ce apar in transmisie, ce produc nesincronizari intre momentul testarii valorii binare si pragul de decizie. In fig. 25 se urmareste acest efect asupra unui semnal de control NRZ, transmis in linie bipolar.

Cu linie punctata s-a marcat pragul de decizie optim, cu linie punct pragurile deplasate. Decizia se ia astfel: o valoare pozitiva fata de prag in momentul de test (marcat de ceasul cu care se face esantionarea) semnifica stare logica "1", iar o valoare negativa semnifica "0". Daca pragul de decizie e deplasat cu o valoare pozitiva, atunci durata bitilor "1" se scurteaza iar a bitilor "0" se mareste (fenomen numit bias pozitiv). Daca pragul de decizie se deplaseaza spre valori negative, apare fenomenul de bias negativ: durata bitilor "1" creste, iar cea a bitilor "0" se micsoreaza.

Se poate defini un procent de distorsiune bias (d_B

(21)

unde T₁ = durata bitilor "1";

T₀ = durata bitilor "0".

Fig.25.

Perturbatii intersimbol

Perturbatiile intersimbol, denumite si interferente intersimbol sau distorsiuni de caracteristica se datoreaza tot unor nereguli in mecanismul ce asigura sincronizarea datelor la receptie, in sensul ca momentele de tranzitie sunt deplasate fata de pozitia ideala. Deplasarea tranzitiilor e provocata de aceasta data de faptul ca o noua forma de unda apare la receptie inainte ca precedenta sa fi atins valoarea finala. Acest fenomen poate provoca inlocuirea unui "1" cu un "0" la receptie, fata de mesajul original, deci interferenta intersimbol. In fig. 26 se prezinta modul in care actioneaza interferenta intersimbol, ce duce la scurtarea, respectiv lungirea unor intervale de bit. In fig. 26 sunt marcate: a - secventa de date NRZ initiala; b - ceasul de sincronizare; c - fronturile datorate fiecarei tranzitii de date; d - semnalul la iesirea din canal; e - secventa de date numerice la receptie

Combaterea distorsiunilor bias si a interferentelor intersimbol se face cu dispozitive numite regeneratoare, utilizabile insa doar la viteze scazute (pana la 1200 bit/s) si capabile sa reduca distorsiuni de 40% - 50% pana la un procent de 2%. Exista insa si tehnici numerice specifice care vor fi tratate in alte sectiuni ale lucrarii.

Evaluarea distorsiunilor asupra simbolurilor liniare se poate face printr-o metoda clasica, numita metoda "modelului ochi" si care se prezinta in paragraful urmator.

Modelul ochi

Modelul ochi permite vizualizarea pe un display (de obicei osciloscop) a efectelor canalului asupra unei secvente de date binare. Schema de principiu este prezentata in fig. 27.

Esential in schema de masura este generatorul de semnale pseudoaleatoare GSPA care primeste impulsuri de la operatorul de semnal de ceas si le aplica dupa ce creeaza secventa binara pseudoaleatoare pe intrarea osciloscopului. Timpul in care spotul parcurge ecranul corespunde perioadei semnalului de ceas, care se aplica si pe intrarea de trigger a osciloscopului.

La fiecare scanare se inregistreaza pe ecran superpozitia dintre raspunsul sistemului de comunicatie (sau numai al canalului) la semnalul oferit de GSPA si suma cozilor raspunsurilor precedente. Prin persistenta imaginii se creeaza un model care seamana la aspect cu un "ochi". In fig. 28 se prezinta un astfel de model. Limitele superioare si inferioare ale "ochiului", u₁ si respectiv u₂ definesc cea mai mare, respectiv cea mai mica amplitudine a semnalului receptionat. Deschiderea "ochiului" ne arata cat de mare este distorsiunea in receptia valorilor "1" si "0".

Mai mult, prin determinarea lui T_max, timpul de la start pana la deschiderea maxima, se poate afla care este momentul optim pentru esantionarea datelor la receptie.

In fig. 29.a se arata mai detaliat felul in care se "construieste" un model ochi, analizand elementele componente ale unei unde rectangulare.

In fig. 29.b se prezinta un model de ochi tipic pentru transmiterea datelor NRZ pe o linie bifilara torsadata de cca. 800 m. S-au folosit notatiile t_ui = timpul de interval unitar (de bit) si t_pi = timpul de prag de interferenta.

Valoarea distorsiunii ce se poate determina din acest model, numita si distorsiune izocrona DI este, procentual:

(22)

In fig. 30 se prezinta diferite diagrame ochi pentru valori diferite ale jitter-ului de tranzitie varf la varf: a - fara interferenta; b - jitter 5%; c - jitter 10%; d - jitter 30%; e - jitter 50%; f - jitter 100%.

Canale cu curenti purtatori

La astfel de canale, realizate tot pe fire, se utilizeaza multiplexarea in frecventa, care consta in utilizarea pentru fiecare canal de benzi de frecventa separate, care le diferentiaza si de alte tipuri de canale: telefonie, telegrafie, s.a.

Multiplexarea in frecventa este strans legata de tehnica modulatiei, pe fiecare canal semnalul informational moduland un curent purtator de frecventa egala cu frecventa alocata canalului. Refacerea semnalului la punctul de reglare se face prin demodulare, cu filtre de banda.

In raport cu costul unei linii bifilare cu un singur canal telefonic, costul unui canal intr-un sistem de 12 canale, reprezinta 40 , iar intr-un sistem de 60 canale 30 . Pe de alta parte, complexitatea aparaturii de emisie creste.

Alocarea frecventelor pentru diferite canale se face in conformitate cu recomandarile C.C.I.T.T (International Consultative Commission for Telephony and Telegraphy). Banda de frecventa utilizabila este divizata de regula in intervale de 4 KHz; in banda 0-4 KHz zona 300-3400 Hz este alocata convorbirilor telefonice, pentru telemecanica utilizandu-se fie benzile 0-300 Hz, fie 3400‑4000 Hz.

Datorita cresterii rapide a atenuarii cu frecventa in conductorii de otel, utilizarea lor se limiteaza la frecvente in banda 3-25 KHz. Cuprul si alte aliaje pe baza de cupru permit ocuparea benzii 6-150 KHz, iar cu cabluri ecranate se poate ocupa o banda de 12-550 KHz.

Asa cum se va vedea in capitolele urmatoare, transmisia prin curenti purtatori implica uneori tehnici speciale de modulatie (pentru a reduce puterea consumata la emisie) si necesita amplificatoare (repetoare) de linie, reperate la intervale de 6.250 Km (in functie de atenuare, de sistemul utilizat, de frecventa, etc.).

O categorie aparte de transmisie prin curenti purtatori o constituie transmisia prin liniile de transport a energiei electrice (utilizata in special la sistemele de telemecanica in industria energetica). In acest scop se utilizeaza in primul rand liniile de inalta tensiune: 35, 110, 220, 400 KV, pe care semnalele de telemecanica se transmit la frecventa de ordinul sutelor de KHz (pana la 1 MHz). Aceste linii sunt insa puternic perturbate, de aceea se impune utilizarea unui echipament special (nivelul de semnal este de circa +4,5 Np (10 W) pentru o impedanta a liniei de 400‑600).

Atenuarea pe o unitate de lungime a liniei in banda 50.300 KHz, pentru o linie de 300 Km lungime este data de relatia:

unde f este frecventa in KHz, iar K are valorile din tabelul

Tabelul 3

Pentru transmiterea propriu-zisa se pot utiliza fie doua faze, fie o faza si pamantul, cea de a doua situatie impunand utilizarea unor frecvente mai joase.

Mai rar utilizate sunt liniile de distributie la consumatori a energiei electrice, de 6 KV si 380 V. Pe aceste linii semnalul se transmite in banda 100-200 KHz, cu un nivel de semnal de 4-5 V la emisie pentru 1 V la receptie, pe linii cu lungime de ordinul zecilor de Km.

Fibra optica ca mediu de comunicare

Progrese tehnice remarcabile, la care se vor face referiri in acest subcapitol, au permis realizarea unor ghiduri de unda pentru radiatia luminoasa, denumite fibre optice, cu atenuari acceptabile (sub 20 dB/km) si cu avantaje certe ca: probabilitatea de eroare foarte mica, gabarit redus, banda larga, etc.

Deoarece in transmisia prin fibra optica apar blocuri specifice, se prezinta in fig. 31 o schema de principiu pentru un sistem numeric de comunicatie folosind fibra optica drept mediu de comunicatie (incluzand si dispozitive regeneratoare de semnal, asemanatoare repetoarelor utilizate in transmisia pe suport metalic).

In cele ce urmeaza se vor face referiri nu numai la fibra optica, ci si la alte elemente esentiale din sistemul din fig. 31, si in special privind sursa optica si receptorul optic.

Cabluri cu fibra optica

O fibra optica este un ghid de unda dielectric folosit pentru propagarea energiei electromagnetice la frecvente optice. Transmisia informatiei are loc prin modularea fluxului optic. O fibra optica simpla consta dintr-un miez circular de diametru d avand indicele de refractie uniform , incorporat de un invelis protector cu indicele de refractie . Lumina lansata sub unghiul va fi propagata in miez cu unghiul fata de axul central. Razele incidente sub un unghi mai mare decat nu vor fi reflectate intern, ci refractate in invelisul protector sau inapoi in aer. Unghiul de propagare este legat matematic de apertura numerica AN, marimea ce exprima puterea luminoasa ce are acces in fibra:

(23)

Ca si la propagarea undelor electromagnetice, doar anumite moduri se pot propaga in fibra optica. Numarul de moduri M depinde de lungimea de unda l dupa relatia:

(24)

Numarul M scade pe masura ce diametrul miezului scade, pentru o lungime de unda si o apertura data. Cand diametrul ajunge de ordinul lungimii de unda , din fibra se propaga o singura raza, in asa numitul monomod (single-mod) - vezi fig. 32a. Pana in prezent, tehnologic nu s-au obtinut surse, detectoare si conectori care sa permita exploatarea industriala a fibrei monomod.

In schimb exista posibilitatea de operare multimod. Diametrul firului este suficient de mare ca sa permita propagarea in mai multe moduri, fiecare avand timpi si viteze de propagare diferite (fig. 32b). Un semnal optic care traverseaza fibra sufera o reducere in amplitudine si in banda de frecventa. Reducerea benzii este provocata de dispersie, ea are doua surse: dispersia de mod si dispersia de material. Dispersia modala consta in imprastierea impulsului datorita diferitelor lungimi ale traseelor parcurse de fazele luminoase provocate de reflectii multimod.

Dispersia de material se datoreaza dependentei neliniare a indicelui de refractie a miezului de lungimea de unda a sursei.

Dispersia (reducerea benzii) creste in functie de lungimea fibrei si se exprima in MHz/km. Ea creste liniar pana la 1,5 km, apoi proportional cu radacina patrata a lungimii. Pentru situatia cand se transmit impulsuri, dispersia se exprima in ns/km.

Fibrele multimod se impart in doua categorii: cu indice fix (step-mode) si respectiv cu indice gradat (graded-index).

Fibrele din prima categorie au un miez cu indicele de refractie uniform; in el se produc frangeri bruste ale razei la contactul intre miez si invelis. Aceste fibre au dispersie ridicata ce duce la o reductie de banda de aproximativ 30 ns/km.

In fibrele cu indice gradat (fig. 32c), indicele de refractie al miezului descreste parabolic de la centru spre exterior; in acest fel refractiile permanente fac ca raza luminoasa sa se propage ca o sinusoida prin miez. Razele de lumina parcurg traseele mai lungi (cele din zona cu indicele de refractie redus) cu o viteza sporita si ca atare dispersia scade, putandu-se obtine chiar performante de ordinul 1 ns/km.

Semnalele care traverseaza o fibra optica sufera de asemenea o pierdere in amplitudine. Aceasta atenuare se datoreaza ciocnirii cu ioni metalici si a prezentei apei sub forma de radicali OH si depinde de lungimea de unda a radiatiei ce se propaga. Atenuarea se exprima in dB/km; dupa atenuare, fibrele optice se clasifica in trei categorii: cu piergeri mari ( peste 100 dB/km), cu pierderi medii (20..100 dB/km) si cu pierderi scazute (sub 20 dB/km).

Din ultima categorie fac parte fibrele cu indice gradat, obtinute prin modificarea nivelului de dopanti in straturi succesive de siliciu realizate prin depuneri de vapori. In fig. 33 se prezinta variatia atenuarii in functie de lungimea de unda pentru cele 3 categorii de fibre, iar in tabelul 4 sunt grupate principalele proprietati ale acestora.

Tabelul 4

Pentru detaliere, in fig. 34 se prezinta caracteristica atenuare - lungime de unda pentru o fibra monomod de siliciu dopat cu germaniu.

In fig. 35 se prezinta spectrul de dispersie (a) si produsul banda - distanta pentru acelasi tip de fibra. Se constata ca lungimea de unda la care atenuarea e minima este foarte apropiata, desi nu are lungimea de unda la care dispersia e minima (tip de propagare de grup sincron) - .

Dupa cum s-a mentionat, transferul de putere in fibra depinde de apertura numerica. Acest lucru se poate urmari pe graficele din fig. 36.

In prezent se gasesc fibre de mare performanta cu pierderi mici (< 4 dB/km) cu AN peste 0.5 si largime de banda 16 Hz/km si pe lungimi de pana la 25 km.

Este necesar sa se faca cateva precizari si in legatura cu cablurile cu mai multe fibre optice. Exista doua tipuri constructive de baza: cablul strans impachetat (tight - buffer) si cablul cu folii (loose - tube).

In cablul strans impachetat, fiecare fibra este incapsulata intr-un invelis care o protejeaza impotriva fortelor externe, este rigid si atenuarea in fibra este influentata de tensionarea datorata montarii cat si de variatiile de temperatura. Se utilizeaza doar pentru aplicatiile de transmitere la mica distanta si in spatii inchise.

In cablul cu folii, fiecare fibra are o camasa de protectie cu un diametru convenabil mai mare decat al fibrei. Fibrele sunt ceva mai lungi decat cablul si ca atare nu sunt influentate de tensiuni externe provocate de montaj. Este posibil ca mai multe fibre sa se grupeze intr-un manunchi cu invelis protector separat iar mai multe manunchiuri formeaza cablul. Intr-un manunchi fibrele trebuie cuplate astfel incat o sursa luminoasa sa actioneze asupra miezului activ.

In fig. 37 se prezinta un mod de grupare in manunchiuri; se recomanda ca intr-un manunchi sa se amplaseze 7.19 fibre, intr-o configuratie hexagonala.

Surse de lumina

Principalele surse de radiatii utilizate in transmisia pe fibra optica sunt diodele electroluminiscente (LED) si diodele laser cu injectie (ILD). Ambele folosesc ca semiconductor de baza GaAs, cu dopanti adecvati astfel incat sa permita emisia in domeniul 800..1300 nm. Pentru laser se foloseste o structura dublu heterojonctiune, in care structura activa GaAs este inconjurata de un strat de tip p GaAs si respectiv un strat de tip n GaAs depus prin crestere epitaxiala. Emisia luminoasa apare in jonctiunea p-n atunci cand se aplica un potential extern, care produce recombinari de electroni si gauri urmate de o emisie cu lungimea de unda proportionala cu schimbul de energie. Emisia unui LED este necoerenta, intr-un spectru lat de cca.. 40 nm. In schimb, la ILD se creaza o cavitate rezonanta in planul perpendicular pe jonctiunea p-n, ce permite o radiatie laterala cu un spectru foarte ingust (1..3 nm). In fig. 38 se prezinta schema structurala pentru surse de tip: a) LED si b) laser, iar in fig. 39 se prezinta modul in care are loc radiatia: a) LED si b) laser.

Atat LED-urile cat si ILD-urile sunt modulate prin modificarea curentului de injectie. ILD transmite insa puteri cu nivel mult mai ridicat avand o eficienta de 10.50 , fata de cca. 3 in cazul LED.

(25)

Imbunatatiri permanente fac ca LED-urile sa devina tot mai performante; astfel s-a obtinut un LED InGaAsP ce emite intr-un spectru de , la o putere de .

Durata de functionare a surselor mentionate este de maxim 10000 de ore, LED‑urile fiind in general active pe durata mai mare

In fig. 40 se arata cum se modifica eficienta sursei pe masura ce creste durata de utilizare. Chiar cu un curent mare, dupa 13000 de ore nu se mai poate asigura o putere de 5 mW.

Tabelul 5 prezinta sintetic, comparativ, performantele LED si ILD (valori medii):

Tabelul 5

Detectori optici

O jonctiune de semiconductori iluminata este strabatuta de un curent; acest efect se numeste fotovoltaic. Actualmente sunt doua tipuri de fotodiode: diode p-I-n si diode avalansa.

O dioda p-i-n (positiv-intrisec-negativ) are o structura cu trei straturi, in care o patura slab dopata p sau n (stratul i) este intercalata intre doua straturi puternic dopate n sau p. In fig. 41 se prezinta procentual raspunsul spectral (sensibilitatea) unei diode p-i-n. Domeniul spectral este de la 0.35 la 1.13 micrometri, deci de la aproape ultraviolet la aproape infrarosu. Sensibilitatea este maxima la 0.9 micrometri, cu un raspuns de circa .

O alta marime caracteristica este cuantumul de eficienta QE (sau doar eficienta), definita ca raport intre sensibilitatea si lungimea de unda :

(26)

Pentru exemplul din fig. 41, .

Un alt mod de a defini eficienta il constituie raportul dintre fotoelectronii generati fata de fotonii incidenti. Presupunand ca o fotodioda va genera (in T secunde) N perechi electroni-goluri pentru M fotoni, dupa o lege de distributie de tip Poisson [9]:

(27)

se poate calcula numarul minim de fotoni necesari pentru a discerne un nivel logic. Se presupune ca un "0" logic se reprezinta prin flux zero de fotoni incidenti, in vreme ce un "1" logic este determinat de un flux de M fotoni intr-un interval elementar de bit T. Daca se transmite "1", detectia acestuia se considera realizata daca in perioada T se transmite cel putin o pereche electron-gaura. Conform 27, . Probabilitatea de eroare asumata pentru o fibra optica este de 10^-9 (se eroneaza un bit din 10⁹ trimisi); rezulta M = 21.

Evident, pentru siguranta va fi necesar un numar mult mai mare de fotoni (pentru ca s-a neglijat eficienta detectorului si zgomotul datorat curentului de intuneric), si se ajunge la valoarea enuntata M - 20000 pentru o dioda p-i-n.

O sensibilitate mult superioara de cca. 100 de ori o ofera fotodiodele avalansa (ADP) astfel incat pentru aceste detectoare este suficient un minim de 200 fotoni incidenti pentru a avea o decizie corecta. In schimb, ADP genereaza un zgomot puternic, raportul:

Un alt dezavantaj al ADP il constituie dependenta performantelor de temperatura. In fig. 42 este prezentat nivelul puterii de receptie in functie de viteza de transmisie la ADP si p-i-n.

Trebuie mentionat ca detectorul optic este principala sursa de erori din sistemele optice de comunicatie, avand si dezavantajul de a amplifica neliniaritatile surselor de lumina (in special in cazul ILD).

Vom defini ca putere echivalenta de zgomot (NEP - noise equivalent power) puterea incidenta minima necesara pentru a genera un fotocurent egal cu curentul total de zgomot al fotodiodei.

(28)

cu banda exprimata in Hz.

Ca o observatie generala, sistemele optice ce transmit date binare sunt mai tolerante la zgomot si distorsiuni decat cele ce transmit semnale analogice.

Marja de transmisie

Se observa ca performantele optime ale detectoarelor se obtin la o lungime de unda (0,8 - 0,9 microni) diferita de cea la care atenuarea in fibra este minima (1,3 ‑ 1,4 microni). Si timpul de stabilire este diferit (1-4 ns) mai mare decat la ILD, mai mic ca la LED. Alegerea combinatiilor sursa - fibra - detector trebuie facuta cu multa atentie pentru a obtine un compromis satisfacator al performantelor. Criteriul general de apreciere al performantelor este cel al marjei ( rezerva de transmisie ), care tine seama atat de performantele sursei cat si de cele ale detectorului.

Fig. 43 concentreaza rezultatele prezentate pana acum intr-o diagrama care raporteaza puterea (sursa - detector) la viteza de transmisie. Formula utilizata pentru a determina puterea minima necesara receptiei corecte este:

unde M este numarul de fotoni minim pentru detectia corecta, h este constanta lui Planck, f este frecventa optica a transmisiei (, pentru si c = 300000 km/s rezulta Hz) si D este viteza de transmisie in biti / secunda.

Se constata pe fig. 43 ca un sistem optic ce foloseste o sursa LED si un detector PIN, lucrand la 4 Mbit/s, are o marja de transmisie minima de A = 35 dB. Daca fibra are atenuarea de 2 dB/km atunci marja devine zero doar pe un traseu de 17,5 km. Se pot transmite pana la aceasta distanta date fara a fi necesare repetoare pentru regenerare.

EXEMPLUL 3 Se cere sa se proiecteze un sistem optic de comunicatie care sa respecte urmatoarele cerinte:

viteza de transmisie = 44,7 Mbit/s (22,35 MHz, format NRZ)

distanta = 4 km

probabilitatea de eroare remanenta (BER) = 10^-8

S/Z = 12 dB (optic); 24 dB

banda totala = 50 MHz = 200 MHz/km

SOLUTIE:

Alegerea sursei:

Se alege un laser cu rejectie ILD cu putere medie 10 dBm la 300 mA. Puterea transmisa in fibra: 2 dBm (8 dBm pierderi in conector).

Alegerea detectorului:

Se alege un detector fotodioda avalansa APD, cu caracteristicile:

S/Z (la BER=10^-8) = 12 dB

pierderi in conector = 1 dB

NEP (formula 28) la 50 MHz = -48 dBm

sensibilitate = -35 dBm

Alegerea cablului:

atenuarea = 6 dB/km

pierderi pe cablu = 24 dB

pierderi in conector = 6 dB

Calculul excedentului de putere:

nivelul optic al receptorului: r = a - c = 12 - 30 = -18 dB

excesul = r-(-b)=-18+35=17 dB

CONCLUZIE: excesul de putere obtinut la o viteza de 44,7 Mb/s duce la cresterea (S/Z) la circa 20 dB si deci BER scade la circa 10^-12.

Conectarea si montarea cablurilor de fibra optica

Conectarea fibrelor optice este o problema mult mai delicata decat conectarea fibrelor metalice. Operatia esentiala la conectarea fibrelor consta in alinierea perfecta (aducerea miezurilor in linie). Exista mai multe tipuri de conectare, cel mai practic fiind cel cu mufa cu filet. Chiar si in aceasta situatie, apar pierderi (intre 0.5-1.5 dB). Problema se complica cand este vorba despre un manunchi de fibre sau cand traseele implica conectarea mai multor segmente.

Instalarea cablurilor cu fibra optica implica si ea tehnici specifice, dar nu foarte diferite de tehnica pozarii cablurilor metalice. Mai intai trebuie preinstalati conectorii, apoi sectiunile de cablu, cu singura grija ca la montare, sa nu se aplice tensiuni externe mai mari asupra cablului. Traseul trebuie ales cu multa grija, pentru ca o deteriorare punctiforma duce la sacrificarea intregului tronson.

Daca montarea cablurilor se face in exteriorul incintelor, se recomanda ingroparea. In cazul in care solul e pietros se recomanda pozarea cablului pe un pat de nisip de cca 30 cm grosime. Exista insa si situatii cand cablul urmeaza un traseu aerian. Singura precautie ce trebuie luata este ca sa nu se depaseasca tensiunea externa insuportabila (uzual 400 kg).

Avantaje, limitari si perspective ale utilizarii fibrelor optice

Utilizarea fibrei optice duce la schimbari spectaculoase in tehnica transmiterii de date. Daca ne referim doar la gabarit, un singur exemplu: un cablu cu diametrul de 75 mm, continand 900 de perechi de fire de cupru, poate fi inlocuit de o fibra optica cu numai 0,8 mm, avand aceeasi capacitate de transmisie a informatiei.

Costul fibrei, pana in prezent ridicat, a ajuns acum comparabil cu cel al cablurilor metalice conventionale si tinde sa fie inferior din momentul depasirii capacitatii de 1000 de circuite simultan.

Iata, succint, principalele avantaje oferite de fibra optica:

posibilitatea de a transmite date cu viteza foarte mare (> Gbit/s)

reduceri in greutatea si dimensiunile cablului

imunitate aproape totala la interferentele electromagnetice

diafonii foarte reduse

posibilitatea de a transmite pana la 50000 de circuite simultan, fata de maxim 5400 pe cablul telefonic si maxim 48 pe pereche torsadata

atenuare redusa (la fibrele cu pierderi mici)

separarea (izolarea) emitatorului de receptor

probabilitate foarte mica de eroare (sub 10^-8-10^-9)

calitate superioara a semnalului transmis

nu perturba alte medii de comunicatie

Dezavantajele cunoscute sunt legate de montarea mai dificila si necesitatea unei tehnologii de cuplare aparte. Apoi, deoarece comunicatia pe fibra optica e utilizata de putina vreme, exista o insuficienta rafinare a tehnicilor folosite. Se simte lipsa unor standarde adecvate privind comunicatia pe fibra optica. Durata de viata a surselor (in special a laserelor) este redusa.

Perspectivele sunt insa promitatoare, cel putin in privinta aparitiei unor dispozitive (VLSI) care sa faciliteze realizarea sistemului, in paralel cu scaderea costului echipamentelor componente si bineinteles ale fibrei. S-au introdus recent dispozitive capabile sa serveasca alternativ ca sursa optica si respectiv ca detector. Denumite comercial EROS (Emitter-Receiver for Optical Systems), aceste dispozitive permit eliminarea costisitorului separator necesar pana acum transmisiei bidirectionale pe o singura fibra. Deasemenea, se prevede utilizarea cristalelor lichide ca sursa de energie pentru fibre optice multimod. Tot recent s-au dezvoltat proceduri ce permit multiplexarea semnalelor (se pot transmite simultan 4 semnale cu o pierdere suplimentara de 3-4 dB).

Probleme

Un zgomot gaussian definit de legea de distributie: se suprapune peste o sinusoida cu amplitudinea de 10V. Determinati raportul semnal/zgomot si exprimati-l in decibeli.

Se considera ca zgomotul cu distributia din problema precedenta este limitat in banda B<3,4 kHz. Determinati valoarea densitatii spectrale de putere a zgomotului (volt Hz) presupunand ca spectrul zgomotului este alb.

Zgomotul masurat la iesirea dintr-un canal este de -40 dBm. Atenuarea pe linie este de 3 dB/km. Datele au fost emise cu -10 dBm. Determinati distanta maxima pe care se poate face transmisia daca la receptie se impune . Dar daca se impune o marja suplimentara de siguranta de 6 dB?

Determinati nivelul total al puterii transmise intr-un canal cu OTLP = ‑13 dBmO si puterea semnalului in mW in punctele: -3 TLP; -7 TLP.

Cum trebuie sa fie parametrii R, L, C, G, ai unei linii bifilare torsadate pentru ca sa se obtina o functie de transfer a cablului ?

In fig. 44 se prezinta variatia atenuarii (a) si a timpului de propagare de grup (b) cu frecventa pentru o linie bifilara neincarcata (I) si respectiv un cablu incarcat (II). Verificati proportionalitatea atenuarii cu in cazul liniei neincarcate. Precizati valoarea capacitatii cablului daca . Explicati fenomenul ce apare la f=3 KHz pe linia incarcata. Comparati distorsiunile de faza in cele doua cazuri.

6.7 Un canal are functia de transfer:

Aratati ca acest canal poate fi modelat printr-o conectare in paralel a 3 cuadripoli (filtre) cu functiile de transfer:

Aratati apoi ca prin canal trece o replica atenuata a semnalului plus doua ecouri.

Faceti o distinctie intre distorsiunile ce apar:

intr-un canal liniar cu functie de transfer ne-ideala;

intr-un canal neliniar cu functie de transfer ideala.

Aratati ca un canal cu functia de transfer va actiona asupra unei surse de zgomot alb cu densitatea spectrala de putere astfel incat sa se obtina o densitate de putere spectrala:

Se poate defini "banda echivalenta de zgomot" B_z a unui canal ca fiind banda unui filtru rectangular care poate produce la iesire un zgomot alb cu aceeasi putere a zgomotului. Aratati ca daca un zgomot cu densitatea spectrala h avand distributie normala sau uniforma se aplica unui filtru trece-jos de ordinul I, de tip RC, urmatoarele rezultate sunt corecte:

densitatea spectrala a zgomotului de iesire este:

puterea totala a zgomotului este:

banda echivalenta de zgomot este:

Calculati nivelul psofometric total al zgomotului intr-un sistem de comunicatie prin satelit, stiind ca puterea ETTD la satelit este de 10⁴ pWop, puterea ETTD terestru este 2*10⁴ pWop iar zgomotul psofometric ponderat are puterea 2*10⁴ pWop. Se lucreaza la +7 TPL si TPLO = ‑13 dBm0.

Un semnal sinusoidal de amplitudine A_m se suprapune peste o purtatoare de amplitudine A_p, astfel incat raportul dintre semnal si purtatoare este: a) 10 dB; b) 20 dB; c) 30 dB. Calculati valoarea de varf la varf si cea procentuala a jitter-ului de faza in cele 3 situatii.

Calculati apertura numerica a fibrelor optice din fig. 32(a, b, c) folosind valorile indicate ale indicilor de refractie n₁ si n₂ .

Folosind diagrama din fig. 43 determinati marja de transmisii pentru urmatoarele situatii:

sursa LED, receptor p-i-n;

sursa LED, receptor APD;

sursa ILD, receptor p-i-n;

sursa ILD, receptor APD;

In toate situatiile se va considera debitul transmisiei D = 10 Mbit/s, puterea LED = puterea ILD = 1 mW, M_APD    = 200, M_PIN = 20000.

In fig. 45a se prezinta o schema de masurare a impedantei terminale a canalului, folosind un oscilator si un decibelmetru, iar in fig. 45b o diagrama pe care sunt marcate rezultatele unei determinari. Comparati performantele metodei de masura cu cele ale metodei sugerate in schema de principiu din fig. 45c, unde circuitul hibrid are schema din fig. 45d aratati ca valoarea lui R din fig. 45c este echivalenta cu impedanta liniei, cand decibelmetrul indica valoarea minima.